Fernsehtechnik - die grundlegenden Informationen

Das Hauptziel dieser umfangreichen Dokumentation ist es, die grundlegenden Funktionen der Fernsehtechnik verständlich zu vermitteln, damit sie sich auch in spezialisiertere Schaltungen einarbeiten können. Das Farbfernsehen wurde nahtlos in den gesamten Inhalt integriert. Sowohl Transistoren als auch integrierte Schaltungen werden behandelt, um den Übergang zur Modultechnik zu ermöglichen. Es gibt Kapitel über innovative Verfahren wie Stromverteilungsregelung, Demodulationstechniken und Thyristorstufen. Die Synchronisier- und Regelschaltungen in Fernsehempfängern werden auf die grundlegenden Prinzipien der Steuer- und Regeltechnik zurückgeführt.

In Respekt und Gedenken an die Konstrukteure und die vielen Erfindungen haben wir diese Dokumentation geschrieben. Der Stand der Technik entspricht dem Jahr 1973

 

 

Inhaltsverzeichnis: 

1. Analyse und Übertragung von Bildsignalen
1.1 Übertragungsphasen
1.2 Der Signalweg für Bilder
1.3 Modulation des Senders und Frequenzverteilung

2. Verarbeitung von Farbinformationen
2.1 Licht- und Farbübertragung
2.2 Farbfernsehkamera und Schaltungselemente
2.3 Signalverarbeitung und Demodulation
2.4 Farbsignale und das PAL-Verfahren

3. Empfang von Schwarz-Weiß-Fernsehsignalen
3.1 Verstärkung und Rauschen des Hochfrequenzeingangs
3.2 Kanalwahl-Steuerungselemente
3.3 Eingangsstufen für die Kanalwahl
3.4 Mischstufe
3.5 VHF- und UHF-Tuner

4. Verstärkung des Bild-Zwischenfrequenzsignals
4.1 Demodulation des Bild-Zwischenfrequenzsignals
4.2 Gesamtverstärkerschaltung

5. Tonteil

6. Videoverstärker
6.1 Helligkeitssteuerung des Bildschirms
6.2 Einstellung von Helligkeit und Kontrast

7. Schwarz-Weiß-Bildschirmröhre
7.1 Elektronenoptik
7.2 Ablenkung des Elektronenstrahls
7.3 Der Bildschirm

8. Regelungs- und Impulstechnik
8.1 Grundkonzepte
8.2 Sensoren und Messwerte für Regelkreise
8.3 Automatische Frequenzregelung (AFR)
8.4 Automatische Verstärkungs- und Kontrastregelung
8.5 Phasensynchronisation

9. Impulsdetektion
9.1 Amplitudensiebung
9.2 Extraktion der Zeilensynchronisationssignale
9.3 Extraktion der Vertikalsynchronisationssignale

10. Steueroszillatoren für Ablenkungseinheiten
10.1 Sperrschwinger
10.2 Multivibratoren
10.3 Sinusgeneratoren
10.4 Zeilenoszillatoren mit integrierten Schaltungen

11. Ablenkvorrichtungen
11.1 Beispielschaltungen
11.2 Zeilenendstufe
11.3 Vom Ablenkteil zur Bildröhre
11.4 Spezielle Komponenten für die Zeilenendstufe

12. Stromversorgung
12.1 Heizstromversorgung
12.2 Netzgleichrichter

13. Untersuchung von Schaltungen

14. Komponenten für Farbfernsehempfänger
14.1 Laufzeit und Verzögerungsleitungen

15. Blockschaltungen und Grundschaltungen von Farbempfängern
15.1 Luminanzteil und Chrominanzteil
15.2 Signaltrennung
15.3 Der Leuchtdichteverstärker
15.4 Farbartverstärker
15.5 Synchron-Demodulation
15.6 Burst-Ausgangsstufe
15.7 Erzeugung des Farbhilfsträgers

16. PAL-Demodulation
16.1 Die zusätzlichen PAL-Stufen
16. 2 Der PAL-Zeilenschalter
16.3 Farbabschaltung und Farbsättigungsregelung
16.4 Die Perspektive eines Servicetechnikers

17. Steuer- und Betriebsspannungen der Farbbildröhre
17.1 Allgemeine Bildröhrensteuerung
17.2 Einstellung des Farbtons
17.3 Schwarzpegelregelung

18. Ablenkungseinheit
18.1 Impulsdetektion
18.2 Vertikale Ablenkung bei Farbempfängern
18.3 Horizontale Ablenkung und Hochspannungserzeugung bei Farbempfängern
18.4 Zeilenendstufen mit Transistoren
18.5 Thyristor-gesteuerte Horizontale Ablenkung

19. Konvergenzeinheit
19.1 Korrektur des Bildrasters oder Entzerrung von Kissenverzerrungen
19.2 Einstellung der Konvergenz

20. Integrierte Schaltungen für Fernsehempfänger

 

1. Analyse und Übertragung von Bildsignalen

Es gibt schon seit langem Verfahren, um Bilder und Schriftstücke auf elektrischem Wege zu übertragen. Diese Verfahren werden als Bildtelegrafie oder Bildfunk bezeichnet. Bei diesem Prozess wird das Bild schrittweise mit einem Fotodetektor abgetastet, der die Helligkeitswerte der einzelnen Bildpunkte in elektrische Stromwerte umwandelt. Diese Stromschwankungen werden nacheinander zum Empfangsort übertragen. Dort werden sie wieder in Helligkeitswerte umgewandelt, indem beispielsweise eine Glühlampe mit dem Strom gespeist wird. Das von dieser Lampe gebündelte Licht wird dann schrittweise über ein Fotopapier geführt und verursacht entsprechende Schwärzungen. Das Grundprinzip der Bildübertragung besteht also darin, die Helligkeitswerte der Vorlage Punkt für Punkt abzutasten und nacheinander zum Wiedergabeort zu übertragen.

Um dies zu erreichen, wird die Vorlage in parallele Bildzeilen aufgeteilt, die geneigt sind und sich um eine Zeilenbreite nach unten erstrecken, wie in Abbildung 1.01a dargestellt. Am Ende jeder Zeile springt das Abtastorgan abrupt über die gesamte Bildbreite zurück zum Anfang der nächsten Zeile. Um sicherzustellen, dass dieser Rücklauf richtig erfolgt, wird am Ende jeder Zeile ein spezielles Zeichen verwendet. Dieses Zeichen signalisiert den Rücklauf und stellt sicher, dass die nächste Zeile an der richtigen Stelle beginnt. Es besteht aus einem stärkeren Stromimpuls, der vom Sender gesendet wird. Die Stromwerte werden also entsprechend eingeteilt, beispielsweise wie folgt:

 

 

Im Bild sind die Helligkeitswerte der zwölften Bildzeile markiert. Darunter sind die entsprechenden elektrischen Signale dargestellt. An dieser Stelle sei bereits erwähnt, dass im Hinblick auf das Farbfernsehen die Helligkeit eines Bildpunktes auch als Leuchtdichte oder Luminanz bezeichnet wird. Das Signalverlauf im Bild wird als Leuchtdichtesignal oder Luminanzsignal bezeichnet. Der Begriff "Helligkeit" wird eher für den optischen Gesamteindruck des Bildes verwendet.

 

1.01 Abstastung eines Bildes,

a) Vorlage

b) Helligkeitsverlauf

c) zugehöriger Signalverlauf

 

Im Bild wird das Abtasten eines Bildes zur zeilenweisen Übertragung der Helligkeitswerte veranschaulicht. In Bild 1.01a ist die Vorlage zu sehen, in Bild 1.01b der Helligkeitsverlauf der zwölften Zeile und in Bild 1.01c der zugehörige elektrische Signalverlauf.

 

Übertragungsphasen

Das Schema einer Bildübertragung umfasst mehrere Schritte:
1. Zeilenweises Abtasten der Vorlage, wobei ein feiner Elektronenstrahl in der Kameraröhre als Abtastsonde dient.
2. Umwandlung der Helligkeitswerte der einzelnen Bildpunkte in elektrische Signale.
3. Nacheinander Übertragung dieser Signale zum Wiedergabeort.
4. Rückverwandlung der elektrischen Signale in Helligkeitswerte, was im Fernsehempfänger in der Bildröhre geschieht.
5. Zeilenweise Einwirken der Helligkeitswerte auf die Bildfläche.
6. Verwendung von zusätzlichen Gleichlaufzeichen (Synchronisierzeichen, Synchronisierimpulse) am Ende jedes Zeilensignals, um den Schreibstrahl schnell zum Anfang der nächsten Zeile zurückzuspringen.

Dieses zeilenweise Abtasten der Vorlage und das zeilenweise Entstehen des Bildes am Empfangsort kann man mit dem Lesen einer Buchseite vergleichen. Man gleitet mit dem Blick stetig die Zeile entlang und springt dann nach links auf den Anfang der nächsten Zeile zurück.

 

 1.02 Schema einer zeilenweisen Bildübertragung

 

Im Kino entsteht der Eindruck von Bewegung, indem schnell aufeinanderfolgende Einzelbilder projiziert werden. Jedes Bild zeigt eine neue Phase der Bewegung. Durch die Trägheit des Auges verschmelzen diese Bilder zu einer fließenden Bewegung. Normalerweise werden im Kino 24 Bilder pro Sekunde gezeigt, was ausreicht, um die Bewegungen gut darzustellen. Allerdings kann dabei ein Flimmern auftreten, wenn sich die Bildhelligkeit zwischen den einzelnen Bildern ändert.

 

1.03 Darstellung einer Bewegung durch auf einanderfolgende Teilbilder

 

Um das Flimmern zu reduzieren, könnte man die Bildfrequenz erhöhen, was jedoch längere und teurere Filme erfordern würde. Stattdessen wird ein Trick angewendet, bei dem jedes Bild kurzzeitig verdunkelt wird, um es quasi zweimal (oder dreimal) zu zeigen. Dadurch wird die Bildfrequenz ohne zusätzlichen Filmaufwand auf 48 (oder 72) Bilder pro Sekunde erhöht, und das Flimmern verschwindet.

Die Übertragung von sich bewegenden Bildern erfolgt elektrisch und kombiniert die Verfahren aus den vorherigen Beschreibungen (Bild 1.01 und 1.03). Dabei werden aufeinanderfolgende Einzelbilder mit verschiedenen Bewegungszuständen gezeigt. Jedes Einzelbild wird weiter in Zeilen und Punkte aufgelöst, deren Helligkeitswerte in Spannungsschwankungen umgewandelt und nacheinander übertragen werden. Am Ende jeder Zeile wird ein kurzer Stromstoß als Gleichlaufzeichen gesendet. Am Ende eines vollständigen Bildes werden mehrere aufeinanderfolgende Stromstöße gesendet, um einen Neustart des Bildes in der linken oberen Ecke zu kennzeichnen. Diese Teilbilder verschmelzen dann, ähnlich wie beim Film im Auge, zu einer fortlaufenden Bewegung.

Selbst wenn sich in lebendigen Szenen die Bildpunkte während des Abtastens verschieben, ändert dies nichts an dem beschriebenen Verfahren. Beim nächsten Einzelbild werden die entsprechenden Stellen jeweils mit der nächsten Bewegungsphase erfasst. Die Übertragung von bewegten Bildern erfolgt mithilfe elektrischer Signale. Dieser Prozess kombiniert die Verfahren gemäß Bild 1.01 und 1.03.

Dabei werden aufeinanderfolgende Einzelbilder mit unterschiedlichen Bewegungszuständen gezeigt. Jedes Einzelbild wird in Zeilen und Punkte aufgeteilt, wobei die Helligkeitswerte in Spannungsschwankungen umgewandelt und nacheinander übertragen werden. Am Ende jeder Zeile wird ein kurzer Stromstoß verwendet, um den Synchronisationszeitpunkt anzugeben. Am Ende eines vollständigen Bildes werden mehrere aufeinanderfolgende Stromstöße gesendet, um den Beginn eines neuen Bildes in der linken oberen Ecke anzuzeigen. Diese Teilbilder verschmelzen dann im Auge des Betrachters zu einer fließenden Bewegung, ähnlich wie bei einem Film. Obwohl sich die Punkte während des Abtastens aufgrund der bewegten Szenen verschieben, hat dies keinen Einfluss auf diesen Prozess. Beim nächsten Einzelbild wird jeweils die nächste Bewegungsphase an den entsprechenden Stellen erfasst.

 

 1.04 Elektrische Übertragung von aufeinanderfol genden Teilbildern

 

Um ein flimmerfreies Fernsehbild zu erzeugen, werden ähnlich wie im Kino etwa 50 Bildwechsel pro Sekunde angestrebt. Dies erfordert jedoch einen hohen Aufwand für Verstärker und Übertragungseinrichtungen. Aus diesem Grund werden nur 25 Bilder pro Sekunde gesendet und eine ähnliche Täuschung wie beim Film angewendet. Zuerst werden innerhalb von 1/50 Sekunde nur die ungeradzahligen Zeilen eines Bildes übertragen, gefolgt von den geradzahligen Zeilen in den nächsten 1/50 Sekunden. Dadurch entsteht in 2/50 = 1/25 Sekunden ein vollständiges Bild. Dieses Verfahren, bei dem immer eine Zeile übersprungen wird, wird als Zeilensprungverfahren bezeichnet.

Für das menschliche Auge entsteht dadurch der Eindruck von 50 Bildern pro Sekunde und das Flimmern wird reduziert. Die Anzahl der vollständigen Bilder pro Sekunde wird als Bildwechselfrequenz bezeichnet und beträgt beim Fernsehen 25 Hz. Die Anzahl der Teilbilder, die pro Sekunde abgetastet werden, ist die Teilbild- oder Rasterfrequenz, auch als Vertikalfrequenz bezeichnet, da der Schreibpunkt am Anfang eines neuen Teilbildes senkrecht nach oben springen muss. Da ein vollständiges Bild aus zwei Teilbildern besteht (ungerade und gerade Zeilen), beträgt die Rasterfrequenz 50 Hz. Im allgemeinen Sprachgebrauch sind die Begriffe Bildwechselfrequenz (25 Hz) und Teilbildfrequenz (50 Hz) jedoch verschwommen und unter "Bildfrequenz" versteht man meist die Rasterfrequenz von 50 Hz. Der korrekte Ausdruck "Rasterfrequenz" ist vielen Technikern nicht geläufig. Daher wird oft von der Bildkippfrequenz gesprochen oder im Laborjargon einfach von "Bildkipp" gesprochen.

 

 1.05 Übertragung von zwei Teilbildern mit geraden und ungeraden Zeilenzahlen (Zeilensprungverfahren)

 

Jedes Bildraster soll immer auf derselben Höhe beginnen, da es schaltungstechnisch schwierig wäre, den obersten Bildpunkt abwechselnd eine Zeile höher oder tiefer beginnen zu lassen. Daher endet das erste Teilbild (ungerade Zeilen) mit einer halben Zeile, und das nächste Rasterbild beginnt oben mit der zweiten Hälfte einer Zeile. Da beide Raster die gleiche Anzahl von Zeilen plus eine halbe Zeile haben, besteht ein vollständiges Fernsehbild immer aus einer ungeraden Anzahl von Zeilen, nämlich 625 Zeilen gemäß dem europäischen Fernsehstandard. Jedes Teilbild besteht also aus 312,5 Zeilen. Bei 25 Bildern mit jeweils 625 Zeilen werden in einer Sekunde 625 * 25 = 15.625 Zeilen abgetastet. Diese Norm wurde 1950 vom CCIR empfohlen und vom Ausschussvorsitzenden Gerber entwickelt. Sie wird daher auch als CCIR-Norm oder Gerber-Norm bezeichnet.

Es sind also folgende Begriffe zu beachten:
- Bildwechselfrequenz: Die Anzahl der vollständigen Bilder pro Sekunde, 25 Hz.
- Rasterfrequenz, Vertikalfrequenz oder Bildkippfrequenz: Die Anzahl der Teilbilder pro Sekunde, 50 Hz.
- Zeilenzahl: Die Anzahl der Zeilen in einem vollständigen Bild, 625 Zeilen.
- Zeilenfrequenz: Die Gesamtzahl der Zeilen pro Sekunde, berechnet als Zeilenzahl multipliziert mit der Bildwechselfrequenz, 625 * 25 = 15.625 Hz.
- Statt "Zeilenfrequenz" wird auch manchmal der Begriff "Horizontalfrequenz" verwendet, da die Zeilen annähernd horizontal verlaufen.

In der Industrie werden in den Serviceunterlagen folgende Abkürzungen für die beiden wichtigen Frequenzen verwendet:
- B oder V für Bildkippfrequenz oder Vertikalfrequenz.
- Z oder H für Zeilenfrequenz oder Horizontalfrequenz.

Diese genannten Zahlen und Informationen gelten für die europäische CCIR-Fernsehnorm. Andere Fernsehübertragungssysteme mit unterschiedlichen Bildkipp- und Zeilenfrequenzen werden hier nicht behandelt, um die Darstellung möglichst einfach zu halten. Weitere Informationen zu diesen Systemen finden sich in den Serviceunterlagen der Industriefirmen für Mehrnormenempfänger, mit denen auch Sendungen anderer Normen empfangen werden können.

 

 1.06 Europäische Fernsehnorm für Bildinhalt und Gleichlaufzeichen einer Zeile

 

Das Signal einer Zeile setzt sich aus dem Bildinhalt und dem Gleichlauf- oder Synchronisierzeichen am Ende der Zeile zusammen. Bei einer Zeilenfrequenz von 15.625 Hz steht für eine Zeile eine bestimmte Zeitdauer zur Verfügung, die als T bezeichnet wird. Von dieser Zeit werden 11,5 μs für das Austast- und Synchronisierzeichen verwendet. Das Zeichen besteht aus einer kleinen "Schwarzschulter", einem etwa 5 μs breiten Synchronisierimpuls und einer weiteren ebenfalls etwa 5 μs breiten Schwarzschulter.

Die Synchronisierimpulse haben eine Höhe von 75% bis 100% der maximalen Amplitude des Zeilensignals. Das Niveau von 75% entspricht gleichzeitig dem Schwarzpegel, der den dunkelsten Bildbereichen entspricht. Die Synchronisierzeichen erscheinen im Bild also noch dunkler als schwarz. Sie befinden sich im Ultraviolett-Schwarzgebiet und liegen ohnehin außerhalb des sichtbaren Bildfeldes. Die hintere Schwarzschulter verhindert, dass der Zeilenrücklauf als helle Linie sichtbar wird. Der zurückkehrende Strahl wird also dunkel getastet oder ausgetastet. Der Weißpegel für den hellsten Bildbereich beträgt 10% des Maximalwerts. Zwischen zwei Zeilenimpulsen baut sich der Helligkeitsverlauf einer Zeile in Form von Amplitudenschwankungen auf. Der Impuls am Ende der Zeile dient gewissermaßen als "Paukenschlag", der den Empfänger darauf aufmerksam macht, eine neue Zeile zu beginnen. Der Bildinhalt wird abgekürzt mit B, das Austastsignal (also der Schwarzpegel) mit A und das Synchronisierzeichen mit S bezeichnet. Das gesamte elektrische Fernsehsignal wird daher als BAS-Signal abgekürzt.

 

1.07 Synchronisierzeichen mit Burstsignal für Farbsendungen

 

Mit der Einführung des Farbfernsehens wurde es notwendig, ein zusätzliches Signal von der Sender- zur Empfängerseite zu übertragen, nämlich die Farbträgerfrequenz von etwa 4,43 MHz. Innerhalb eines Zeilensignals genügen nur wenige Perioden dieser Frequenz für die Übertragung. Für diese Impulse fand man noch Platz. Man fügte sie auf der hinteren Schwarzschulter des Synchronisierzeichens ein und es wurden zehn bis zwölf Perioden dieser Frequenz, 4,43 MHz, hinzugefügt. Oberes Bild zeigt den Austast- und Synchronisierimpuls, der im Vergleich zu Bild 1.06 stark vergrößert ist. Den kurzen zusätzlichen Schwingungszug nennt man in Amerika "Burst" (Stoß). Der Begriff "Burst" hat sprachgeschichtlich eine Verbindung mit unserem Wort "bersten". Die Schwingungen "bersten" gewissermaßen aus der flachen Schwarzschulter heraus. 

 

1.08 Schema der Gleichlaufzeichen für das erste und zweite Teilbild

 

Das Schema in Bild 1.08 zeigt die Gleichlaufzeichen für das erste und zweite Teilbild, auch als Bildwechselimpulse oder Rasterimpulse bezeichnet. Diese Impulse am Ende eines Teilbildes sind breiter als die Zeilenimpulse und werden hintereinander mehrmals gegeben. Während der Zeilenimpuls einem Paukenschlag ähnelt, der den Empfänger auf den Beginn einer neuen Zeile aufmerksam macht, entsprechen die Rasterimpulse einem Paukenwirbel von mehreren Zeilenlängen, der den Beginn eines neuen Teilbildes ankündigt.

Das erste Teilbild endet bei (1) mit einer halben Zeile (wie in Bild 1.05 gezeigt). Dann folgen fünf schmale Vorimpulse oder Trabanten, und bei (2) beginnt in der Mitte einer Zeile der erste von fünf breiten Bildwechselimpulsen. Danach folgen wieder fünf schmale Nachimpulse, und bei (3), ebenfalls in der Zeilenmitte, beginnt die obere rechte Hälfte des zweiten Teilbildes. Zwischen den Nachimpulsen und dem Beginn des zweiten Teilbildes bei (3) werden zunächst einige Takte mit Schwarzpegel eingefügt. Während dieser Zeit kann der Schreibstrahl nach oben eilen, ohne einen Lichteindruck zu hinterlassen.

 

Graetz Fernseher Modell Burggraf, Baujahr 1961

 

Das zweite Teilbild endet bei (4) mit einer vollständigen Zeile. Der erste breite Bildwechselimpuls nachfolgend muss also bei (5) in der Mitte einer Zeile einsetzen, damit bei (6) die volle Zeile des neuen Gesamtbildes beginnen kann. Die Versetzung der beiden Impulsreihen um eine halbe Zeilenbreite muss im Sender sehr genau eingehalten werden, um ein Flackern der beiden Teilbilder zu vermeiden. Die Vor- und Nachimpulse dienen als Ein- und Ausklang der Bildimpulse. Sie tragen dazu bei, dass im Empfänger für beide Teilbilder synchronisierte Zeichen entstehen, die sich gleichmäßig formen. Wenn die breiten Bildwechselimpulse direkt am Ende der Zeile eingesetzt würden, könnten ungleich große Synchronisierzeichen entstehen, wenn Zeilen- und Bildimpulse getrennt werden, und die Zeilen der Teilbilder könnten sich paarweise zusammenschieben, was zu einer Unschärfe und Minderung der Bildqualität führt.

Die gesamte Impulsfolge für den Bildwechsel ist so gestaltet, dass der Rhythmus der Zeichen erhalten bleibt. Bei jeder senkrechten gestrichelten Linie, die dem Zeilentakt entspricht, gibt es einen ansteigenden Impuls. Dadurch bleibt der Zeilentakt während des Bildwechsels erhalten, und der Beginn des neuen Bildes erfolgt genau zum richtigen Zeitpunkt. Während der gesamten Impulsfolge für den Bildwechsel werden also eine Reihe von Zeilen unsichtbar geschrieben. Das Fernsehbild besteht also streng genommen nicht aus 625 Zeilen, sondern die tatsächliche Zeilenzahl ist um etwa 3,5% geringer.

 

1.09 Beispiel Bild

 

Das Bild mit dem Baum wird verwendet, um die verschiedenen Eigenschaften von Bildzeilen zu erklären. Dazu werden vier charakteristische Zeilen herausgeschnitten:

Zeile a enthält weiße Bereiche (Himmel), graue Bereiche (Wolken) und schwarze Bereiche (Baumkrone).

Zeile b besteht hauptsächlich aus Weiß (Himmel) und wird nur kurz durch den Baumstamm unterbrochen.

Zeile c zeigt viele feine Details aufgrund der Zaunlatten.

Zeile d erzeugt einen umgekehrten Eindruck der Helligkeit im Vergleich zu Zeile b. Sie enthält vor allem schwarze Bereiche.

 

1.10 Bildsingal mit Grautoninhalt 

 

Die Bildtöne der herausgeschnittenen Zeile a werden wie folgt in Spannungswerte umgesetzt: Nach dem Gleichlaufimpuls und der Schwarzschulter der vorhergehenden Zeile folgt links ein weißer Streifen. Gemäß der Fernsehnorm (Bild 1.06) entspricht dies im Bildsignal 10% der Trägeramplitude. Danach folgt der schwarze Streifen der Baumkrone, der die Spannung auf den vollen Schwarzpegel von 75% ansteigen lässt. Nach einem weiteren weißen Bereich folgt die graue Wolke mit einem mittleren Spannungswert von 40%. Am Ende der Zeile steigt der Gleichlaufimpuls auf 100% an.

Aus Sicht des wichtigen Schwarzpegels beim Fernsehen sind die Gleichlaufimpulse positiv und der Bildinhalt negativ ausgerichtet. Diese Phasenlage muss am Ende der Fernsehübertragung wiederhergestellt sein. Eine Phasenumkehrung würde negative Bilder erzeugen, also hier einen weißen Baum vor schwarzem Himmel, oder noch drastischer ausgedrückt, aus dem Bild eines Bäckers das eines Kaminkehrers machen.

 

1.11  Helligkeitsoerlauf und Fernsehsignal

 

Die hauptsächlich weiße Zeile b wird nur an einer schmalen Stelle durch den schwarzen Baumstamm unterbrochen. Das Spannungsdiagramm verläuft zwischen den Gleichlaufimpulsen größtenteils auf der Höhe des Weißpegels bei 10% der maximalen Amplitude. Vom Nullpunkt aus betrachtet entspricht dies einem Gleichstromanteil. Bei dieser hellen Bildzeile ist der Gleichstromanteil gering und beträgt nur 10% der größten Signalhöhe.

 

1.12 Helligkeitsoerlauf und Fernsehsignal der Zeile d mit hohem Schroarzanteil

 

In Bild 12 wird die Zeile d dargestellt, die den umgekehrten Fall aufweist. Sie enthält nur einen kurzen weißen Bereich an der linken Seite. Aufgrund des hohen Schwarzanteils erzeugt dies eine Signalspannung, die hauptsächlich auf dem Schwarzpegel von 75% verläuft. Es liegt also ein hoher Gleichstromanteil vor.

Diese Unterschiede im Gleichstromanteil bei hellen und dunklen Bildzeilen sind für die Übertragung der Fernsehsignale von großer Bedeutung. Tatsächlich erfordern sie Gleichstromverstärker oder andere spezielle Schaltungen, um sicherzustellen, dass diese Unterschiede bei der Wiedergabe im Empfänger erhalten bleiben und sich die weißen und schwarzen Bildzeilen korrekt aufbauen. Wenn diese Gleichstromanteile durch Kopplungsglieder unterdrückt werden, die nur Wechselströme passieren lassen, würden sich die Unterschiede langsam ausgleichen und der Bildkontrast sowie die Schärfe beeinträchtigt werden. Daher ist es wichtig, diese Gleichstromanteile in der Übertragung zu berücksichtigen und entsprechende Verstärkungsschaltungen einzusetzen.

 

1.13 Helligkeitsoerlauf und Fern sehsignal bei der Zeile c mit ihren feinen Bildeinzelheiten

 

In Bild 1.13 wird die Zeile c aus Bild 1.09 dargestellt, die einen Ausschnitt der einzelnen Zaunlatten zeigt. Im Spannungsdiagramm entsteht dadurch über dem Weißpegel eine Wechselspannung mit rechteckiger Kurvenform, die ebenfalls übertragen werden muss. Je feinere Details abgebildet werden sollen, desto höher ist die Frequenz der erzeugten Wechselspannung. Es wird erwartet, dass in horizontaler Richtung ebenso feine Details dargestellt werden können wie es in vertikaler Richtung durch die Unterteilung in Zeilen möglich ist.

Das Fernsehbild hat eine Höhe von 625 Zeilen. Das Seitenverhältnis des Bildes beträgt 4:3. Die zu übertragenden Bildpunkte sollen in beiden Richtungen die gleichen Abmessungen haben. Auf eine Zeilenbreite entfallen also 625 * 4/3 = 833 Bildpunkte. Ein Bild mit 625 Zeilen enthält dann insgesamt 625 * 833 = 520.000 Bildpunkte. Da während einer Sekunde 25 Bilder übertragen werden, ergibt dies eine Gesamtzahl von 13 Millionen Bildpunkten pro Sekunde (520.000 * 25).

 

 1.14  Entstehen einer Bildroechselspannung durch aufeinanderfolgende Bildpunkte wechseln der Helligkeit

 

Wenn die 13 Millionen aufeinanderfolgenden Bildpunkte zufällig abwechselnd schwarz und weiß sind, wechselt der Strom jedes Mal vom Höchst- zum Kleinstwert. Das bedeutet, dass aus zwei Bildpunkten eine Periode der Bildwechselspannung entsteht, was einer Grundfrequenz von 13/2 = 6,5 MHz entspricht. In der Praxis tritt dieser Extremfall jedoch nicht ständig auf. Bei gelegentlichem Auftreten feiner Bildeinzelheiten kann eine gewisse Unschärfe in Kauf genommen werden. Daher begrenzt die Fernsehnorm die höchste zu übertragende Frequenz auf 5 MHz. Fernsehverstärker müssen also ein Frequenzband vom Gleichstrom (siehe Bild 1.11 und 1.12) bis zu 5 MHz gleichmäßig verstärken, und darin besteht die große Herausforderung. Im Vergleich dazu müssen beim UKW-Rundfunk beispielsweise nur ± 75 kHz, also ein Frequenzband von 150 kHz Breite, übertragen werden. Das 5 MHz breite Frequenzband, das die gesamte Bildinformation in Form von Amplituden- und Frequenzänderungen enthält, wird als Videofrequenzband bezeichnet. Es wird auch als Videofrequenzen oder Videosignal abgekürzt. Der Teil des Schwarzweiß-Fernsehempfängers, der speziell dieses Frequenzgemisch verstärkt, wird als Videoverstärker bezeichnet. Das Videosignal ist gleichbedeutend mit dem im Bild 1.01 behandelten Leuchtdichtesignal oder Luminanzsignal, da es die Helligkeitswerte der einzelnen Bildpunkte nacheinander überträgt. In der Farbfernsehtechnik wird das Videosignal aus mathematischen Gründen auch als Y-Signal bezeichnet.

 

Der Signalweg für Bilder

Der Anfang der Fernsehübertragungskette markiert den entscheidenden Moment der Bildwandlung von einer flächigen Darstellung in eine sequenzielle elektrische Signalfolge. Diese Aufgabe wird von der Bildaufnahmeröhre oder Kameraröhre übernommen. Die Kameraröhre ist mit einem Elektronenstrahlsystem ausgestattet, das gewisse Ähnlichkeiten mit einer Oszillografenröhre aufweist. Anstatt eines Leuchtschirms verfügt sie jedoch über eine Fotokathodenfläche. Sobald Licht auf diese Fläche fällt, wird von der Kathode ein elektrischer Strom erzeugt. Es existieren verschiedene Varianten von Kameraröhren, wie beispielsweise das Ikonoskop, Orthikon, Vidikon und Plumbikon. Hier wollen wir uns lediglich auf das grundlegende Arbeitsprinzip solcher Röhren konzentrieren.

 

 1.21 Umwandlung uon Lichtstrom in Elek tronenstrom an der Fotokatode einer Kameraröhre

 

Die Fotokatoden sind bereits seit langem bekannt und wurden in Vakuum-Fotozellen oder gasgefüllten Fotozellen eingesetzt. Diese Fotozellen enthalten ein Diodensystem, bei dem der Anodenstrom durch die Intensität des Lichts gesteuert wird. Die Katode dieses Systems ist mit einer Schicht aus Silber-Cäsium oder Silber-Antimon überzogen. Wenn Licht auf diese Schicht fällt, werden Elektronen unter dem Einfluss der Anodenspannung freigesetzt. Die Anzahl der Elektronen und somit der Elektronenstrom hängen von der Helligkeit des einfallenden Lichts ab, also von der Anzahl der Lichtquanten (Photonen). In der Bildaufnahmeröhre besteht die Fotokatode aus einer durchsichtigen Glasplatte, auf deren Innenseite die lichtempfindliche Schicht aufgebracht ist. Mithilfe eines Objektivs wird das aufzunehmende Szenenbild auf dieser Platte abgebildet. Das resultierende Bild auf der Schicht ähnelt dem eines herkömmlichen Films in einer Fotokamera. Je nach Helligkeit des Bildes senden die einzelnen Bereiche der Schicht Elektronen aus, wodurch das Licht in Elektronenströme umgewandelt wird. Die Signalplatte in Bild 1.21 fungiert als Anode des Diodensystems. Durch die angelegte Spannung von einigen hundert Volt zwischen der Fotokatode und der Signalplatte entsteht ein homogenes elektrisches Feld dazwischen. 

 

 1.22 Einzelne Zeilen des Mosaikplatte bilden Kapazitäten

 

Die Elektronen, die aus der Fotokatode austreten, fliegen geradlinig und parallel auf die Signalplatte zu. Diese Platte besteht gemäß Bild 1.22 aus einer dünnen, rechteckigen Glimmerscheibe. Auf der Vorderseite der Platte befindet sich ein Mosaik aus Millionen winziger, voneinander isolierter Silberkörnchen, während die Rückseite mit einer durchgehenden Metallbeschichtung versehen ist. Jede einzelne Zelle des Mosaiks bildet zusammen mit der Metallbeschichtung einen kleinen Kondensator. Wenn Elektronen auf die Mosaikplatte treffen, laden sie diese einzelnen Kondensatoren auf. Anstatt eines optischen Bildes entsteht auf der Platte ein elektrisches Ladungsbild. Helle Stellen des optischen Bildes führen dazu, dass viele Elektronen aus der Fotokatode ausgelöst werden und an diesen Stellen der Mosaikplatte zu einer starken Aufladung führen. Dunkle Stellen hingegen senden keine Elektronen aus, wodurch die Mosaikplatte nicht aufgeladen wird. Die Stärke der Aufladung entspricht daher Punkt für Punkt der Beleuchtungsstärke in der optischen Abbildung.

 

Bild 1.23 Schema einer Kameraröhre
(Typ Orthikon)

 

Im Inneren des Röhrenkolbens befinden sich die Fotokatode und die Signalplatte. Zwischen ihnen ist bei diesem Röhrentyp ein feines Gitter angeordnet, das bestimmte elektrische Störungen (Sekundäremission) verhindert. Auf der rechten Seite des Röhrenkolbens befinden sich eine beheizbare Kathode und ein Strahlsystem. Ähnlich wie bei Oszillografenröhren in der Messtechnik werden die Elektronen, die von dieser Kathode austreten, zu einem feinen Strahl fokussiert. Der Strahl wird dann mithilfe von Sägezahn-Ablenkspannungen zeilenweise über die Signalplatte geführt. Gemäß der Fernsehnorm werden 625 Zeilen geschrieben. Die magnetische Ablenkung des Strahls erfolgt durch einen Satz von Ablenkspulen, die außerhalb des Röhrenkolbens angeordnet sind.

Das Kameraobjektiv projiziert durch den Glasboden der Röhre hindurch ein optisches Bild auf die Fotokatode. Diese gibt das Bild als elektrisches Ladungsbild an die Signalplatte weiter. Der Elektronenstrahl tastet die Signalplatte zeilenweise ab und entlädt dabei die einzelnen Kondensatorelemente, die unterschiedlich stark aufgeladen sind. Der Strahl "wischt" die Ladungen aus, indem jedes Element genügend negative Elektronen aufnimmt, um die entstandene positive Ladung durch die Bildinformation auszugleichen. Die restlichen Elektronen des Strahls kehren zurück (gestrichelt in der Abbildung). Die Größe dieses Rückstrahls entspricht der Helligkeit an der jeweiligen Stelle des Bildes. Der Rückstrahl trifft dann auf die erste Elektrode eines mehrstufigen Elektronenvervielfachers, der hinter der Kathode angeordnet ist. Dieser vervielfacht die anfangs schwachen Bildsignale um den Faktor 200...500. An seinem Ausgang werden die aufeinanderfolgenden Zeilensignale abgenommen. Nachdem die Signalplatte abgetastet und "ausgewischt" wurde, entsteht sofort ein neues Ladungsbild für das folgende Raster.

 

Modulation des Senders und Frequenzverteilung

Das BAS-Signalgemisch, das aus den eigentlichen Bildsignalen sowie den Zeilen-, Raster- und Ausgleichsimpulsen besteht, wird verwendet, um die Hochfrequenz des Senders amplitudenmoduliert zu modulieren. Um alle Feinheiten des Bildsignals bis zur höchsten Frequenz von 5 MHz wiederzugeben, muss die Schwingungszahl des Senders deutlich höher sein.

 1.31 Bileinzelheiten mit HF-Schwingungszahl 

 

Dadurch werden auch die feinsten Spitzen im Videosignal, wie beispielsweise die feinen Zacken in Bild 1.13, von mehreren Hochfrequenzschwingungen erfasst. Darüber hinaus sind nur bei hohen Frequenzen die Schwingkreise breitbandig genug, um das Frequenzspektrum von 5 MHz zu übertragen. Aus diesem Grund wurden beim Fernsehen Sendefrequenzen um 60 MHz, 200 MHz und 500 bis 800 MHz gewählt, was Wellenlängen von etwa 5 m, 1,5 m und 40 bis 60 cm entspricht.

Auch im modulierten Hochfrequenzsignal entsprechen die Schwarzwerte den größten Amplituden. Dies hat den Vorteil, dass Störspitzen, beispielsweise von Automobilzündfunken, die sich mit der Hochfrequenzschwingung überlagern, hauptsächlich in den dunklen Bereichen des Bildes auftreten und als schwarze Stellen erscheinen. Diese schwarzen Flecken stören weniger als weiße Löcher, die bei umgekehrter Modulation auftreten würden.

 

 1.32 Bandabgrenzungen des Bild- und Tonsenders eines Fernsehkanals

 

Bei der Amplitudenmodulation entstehen rechts und links vom Träger Frequenzbereiche, die bis zur Breite der höchsten Modulationsfrequenzen reichen. Beim Fernsehsender würde dies bedeuten, dass die Gesamtbreite des Frequenzspektrums 10 MHz beträgt, abzüglich der 5 MHz für das Bildsignal. Da jedoch im Empfänger nur ein Seitenband benötigt wird, um nach der Gleichrichtung das ursprüngliche Signal zu erhalten, wird das untere Seitenband im Sender teilweise unterdrückt und nicht ausgestrahlt. Es verbleibt lediglich ein Restseitenband. Durch diese Einschränkung ist es möglich, mehr Sender in den zugewiesenen Frequenzbereichen unterzubringen.

Neben dem Bildsender ist auch ein separater Sender für den dazugehörigen Ton erforderlich. Dieser arbeitet auf einer um 5,5 MHz höheren Frequenz und verwendet die Frequenzmodulation, die auch vom UKW-Rundfunk bekannt ist. Der Frequenzhub für eine 100%ige Modulation beträgt hierbei ±50 kHz. Im Vergleich zur breiten Bildmodulation beansprucht der Ton eine relativ schmale Bandbreite. Aufgrund der unterschiedlichen Modulationsarten ergeben sich im Empfänger weniger Störungsmöglichkeiten zwischen den Ton- und Bildfrequenzen. Gemäß der europäischen Fernsehnorm beträgt die Kanalbreite für Bild- und Tonsender in den Bereichen I und III jeweils 7 MHz. In den Dezimeterwellenbereichen IV und V wurde die Kanalbreite aufgrund anderer Fernsehnormen auf 8 MHz festgelegt. Die einzelnen Frequenzen für die vier verschiedenen Bereiche sind in der folgenden Tabelle aufgeführt.

 

 

1.33 Trägerfrequenz und Frequenzbänder bei benachbarten Sender 

 

Die Frequenzangaben im vorherigen Bild beziehen sich auf die Modulationsfrequenzen eines Senders sowie seiner Nachbarsender, die sich rechts und links von der Bildträgerfrequenz befinden. Um ein besseres Verständnis der Durchlasskurven und für Abgleicharbeiten an Fernsehempfängern zu ermöglichen, betrachtet man am besten das Modulationsspektrum eines Senderkanals in Verbindung mit den Trägerfrequenzen der Nachbarsender. Nehmen wir als Beispiel einen Sender im Kanal 10 des Bereichs III. Der Bildträger BT dieses Senders liegt bei 210,25 MHz, der Tonträger TT bei 215,75 MHz. Im Abstand von 7 MHz vom Bildträger erscheint rechts der Nachbarbildträger NBT des Kanals 11 mit einer Frequenz von 217,25 MHz. Das Restseitenband des Nachbarbildträgers reicht bis ungefähr 1 MHz an den Tonträger TT heran.

Ebenfalls im Abstand von 7 MHz vom eigenen Tonträger nach links erscheint der Nachbartonträger NTT des Kanals 9 mit einer Frequenz von 208,75 MHz. Sowohl der Nachbarbildträger als auch der Nachbartonträger können den Empfang des gewünschten Senders stören und müssen daher durch Schwingkreise mit guter Selektion oder durch Fallen und Sperrkreise unterdrückt werden. Das Restseitenband des gewünschten Senders im Empfänger wird zudem durch eine speziell geformte Filterflanke beeinflusst.

Im Bereich V mit einer Kanalbreite von 8 MHz haben die Nachbarbildträger und -tonträger einen größeren Abstand zum eigenen Ton- und Bildträger, nämlich 2,5 MHz anstelle von 1,5 MHz. Dadurch können sie den Empfang weniger stören. Bei der Planung der Sendernetze bemüht man sich zudem darum, Sender, deren Frequenzen nebeneinander liegen, räumlich möglichst weit voneinander entfernt anzuordnen, um Störungen zu vermeiden.

 

1.34 Bildung des Fernseh-Gesamtsignals aus den oer- schiedenen Signalgruppen im Fernsehsender

 

Im Empfänger verlaufen die Vorgänge in umgekehrter Reihenfolge im Vergleich zum Sender. Zunächst wird das Modulationsspektrum verstärkt, und anschließend werden das Tonfrequenzband für den Lautsprecher und die B-Signale für die Fernsehbildröhre daraus abgeleitet. Das B-Signal wird in H- und V-Impulse aufgelöst, die dann die Ablenkspannungen für den Elektronenstrahl der Fernsehbildröhre synchronisieren.

 

2. Verarbeitung von Farbinformationen

Statt Farben werden Signale übertragen, wenn es um das Fernsehen geht. Die Farbphysik spielt zwar in vielen Veröffentlichungen über Farbfernsehen eine Rolle, aber tatsächlich sind elektrische Schwingungen, Frequenzen, Spannungen und Impulse das Wesentliche bei einer Farbfernsehübertragung. Ein Servicetechniker, der mit einem defekten Farbfernseher konfrontiert wird, ist nicht sonderlich daran interessiert, welche Lichtwellenlänge die rote Farbe hat oder was der Unterschied zwischen additiver und subtraktiver Farbmischung ist. Es geht darum, elektrische Signale zu übertragen und im Empfänger zu verarbeiten. Für eine Farbfernsehübertragung sind verschiedene Informationen erforderlich. Zunächst müssen die bereits bekannten Signale des Schwarzweißfernsehens weiterhin ausgestrahlt werden, damit bestehende Fernsehgeräte die Sendungen in Schwarzweiß empfangen können. Diese Signale umfassen die Schwarzweiß-Bildmodulation, die jetzt als Leuchtdichte- oder Y-Signal bezeichnet wird, die Tonmodulation für Sprache und Musik, Synchronisierzeichen für die Bildkippfrequenz und Zeilenfrequenz, die eigentliche Sendewelle (Bildträgerfrequenz) und die Tonträgerfrequenz (5,5 MHz).

Die Bildträger- und Tonträgerfrequenz spielen eine entscheidende Rolle als Träger der Informationen im Fernsehsignal. Ähnlich wie Zeitungspapier die Träger einer Nachricht ist, können die eigentlichen Inhalte ohne diese Trägerfrequenzen nicht übermittelt werden. Doch beim Farbfernsehen kommt noch eine weitere Ebene hinzu. Es werden drei zusätzliche Signale verwendet: das Farbtonsignal (grün, blau, rot), das Farbsättigungssignal (blass oder kräftig) und die Farbträgerfrequenz FT, auf die die Signale 7 und 8 aufmoduliert sind. Diese Frequenz spielt auch im Farbsynchronsignal (Burst) eine wichtige Rolle. Um die komplexe Schaltungstechnik eines Farbfernsehers zu verstehen, ist es wichtig, die neun verschiedenen Signalarten in ihrem Gesamtbild zu erfassen. Es erfordert Kenntnisse darüber, wie die Schaltungen und Stufen funktionieren, um diese Signale zu trennen und an die richtigen Stellen zu leiten. Hier kommt die Expertise von Unternehmen wie Burosch ins Spiel. Spezialisierte Firmen in diesem Bereich bieten detaillierte Informationen und umfangreiches Fachwissen auf ihren Websites an, um Ihnen dabei zu helfen, die komplexen Schaltungen und Signalverarbeitungstechniken eines Farbfernsehers zu verstehen und zu beherrschen.

Bei der Fernsehübertragung gibt es keine separaten Farbton- und Farbsättigungssignale. Stattdessen werden sie in Form von Differenzsignalen, die als V und U bezeichnet werden und die Informationen 7 und 8 enthalten, auf den Farbträger (9) moduliert. Dieses speziell modulierte Farbträgersignal wird als Farbartsignal F bezeichnet. Es ist faszinierend, wie das BAS-Signal des Schwarzweißempfängers zum FBAS-Signal des Farbfernsehempfängers wird. Um noch tiefer in diese faszinierende Technologie einzutauchen und das Beste aus Ihrer Fernseherfahrung herauszuholen, können Sie auf Websites von Unternehmen wie Burosch weitere Expertise und Informationen finden.

 

Licht- und Farbübertragung

In früheren Zeiten, als es noch keine Waschmaschinen gab, konnte man bei der "Großen Wäsche" einen interessanten Vorgang beobachten: Die Hausfrau legte die gespülte Wäsche zum Schluss in einen Bottich mit leuchtend blau gefärbtem Wasser. Nach dem Bad kamen die Wäschestücke strahlend weiß heraus, so wie es heutzutage die Waschmittelhersteller behaupten. Bei genauerer Untersuchung stellte sich heraus, dass die Wäsche zuvor einen leichten Gelbstich hatte, möglicherweise von der damals verwendeten gelben Schmierseife. Gelb und Waschblau ergaben jedoch ein reines Weiß.

 

2.01 Mischen der Farbe 

 

Ein ähnlicher Effekt kann mit Hilfe von zwei farbigen Lichtbündeln in Bild 2.01 links gezeigt werden. An der Stelle, an der sich beide Lichtflecken überschneiden, ist es heller, da mehr Licht darauf fällt. Außerdem ist dieser Bereich nicht farbig, sondern weiß. Mit Lichtbündeln anderer Farben können auf diese Weise weitere Farbeindrücke erzeugt werden, und es ist auch möglich, Weiß aus drei oder mehreren farbigen Lichtbündeln (Farbreizen) zu mischen. Aus diesen Beobachtungen ergeben sich zwei wichtige Erkenntnisse: Erstens kann ein Farbstich durch geeignete andere farbige Lichtstrahlung kompensiert werden, und zweitens lassen sich aus farbigen Lichtstrahlen andere Farben oder Weiß durch Mischung erzeugen.

 

2.02 Licht und Körperfarbe

 

Farbe auf Gegenständen ist nicht dasselbe wie Licht. Sichtbares Licht besteht aus elektromagnetischen Schwingungen im Bereich von 780 nm bis 390 nm. Licht strahlt und erfordert immer eine Lichtquelle (siehe Bild 2.02 oben). Selbst die Farbbildröhre besteht eigentlich aus vielen kleinen Lichtquellen. Die verschiedenen Farben im sichtbaren Lichtspektrum werden durch unterschiedliche Wellenlängen repräsentiert:

- Violett: 380 nm bis 450 nm
- Blau: 450 nm bis 482 nm
- Grün: 497 nm bis 540 nm
- Gelb: 575 nm bis 580 nm
- Orange: 585 nm bis 595 nm
- Rot: 600 nm bis 780 nm

 

2.03 Sonnenlicht spraltung durch Prisma

 

Weißes Licht besteht aus einer Mischung von farbigem Licht. Dies wird deutlich, wenn man Sonnenstrahlen durch ein Prisma in Bild 2.03 zerlegt. Aus farbigen Lichtstrahlen kann man wieder weißes Licht durch Mischung erzeugen (siehe Bild 2.01). Dies ist jedoch nicht möglich, wenn man "Farben" aus einem Farbkasten mischt. Dort führt das Mischen mehrerer Farben niemals zu Weiß, sondern eher zu einer schmutzigen Graubraun-Farbe. Diese Körperfarben, im Gegensatz zum Licht, wirken gewissermaßen als selektive Reflektoren für Lichtwellen. Ein Farbeindruck entsteht nur, wenn der Körper mit Licht bestrahlt wird (nachts sind alle Katzen grau). Wenn die Lichtstrahlung eine Wellenlänge enthält, die von der auf den Körper aufgetragenen Farbe gut reflektiert wird, entsteht ein Farbeindruck. Alle anderen Lichtwellen werden gedämpft oder absorbiert.

In eine Fernsehkamera gelangt kein Farbe, sondern Licht. Die Kamera muss dieses Licht in elektrische Signale umwandeln, die nach zahlreichen Umwandlungen schließlich auf dem Bildschirm wieder in Licht umgewandelt werden. Der Bildschirm leuchtet in Farbe, hat jedoch keine natürliche Farbe. Im ausgeschalteten Zustand erscheint die Oberfläche des Bildschirms dunkelgrau. Auch auf dem gesamten Übertragungsweg gibt es keine "Farben". Farbige Darstellungen in der Literatur über Farbfernsehen, einschließlich der Bilder in diesem Buch, sind nur unzureichende Vergleiche.

 

2.04 Das Grundprinzip von Kindermalbüchern besteht darin, dass das detaillierte Schwarz-Weiß-Bild auf der linken Seite durch das grobe Ausmalen mit Farben in der Mitte zu einem beeindruckenden Farbbild auf der rechten Seite wird.

 

Das Prinzip der Entstehung eines farbigen Bildes im Fernsehen ähnelt dem Prinzip der Kindermalbücher. In diesen Büchern ist ein Schwarz-Weiß-Bild vorgedruckt (siehe Bild 2.04a). Wenn das Kind die Flächen mit Farbstiften ausmalt, entsteht das Bild 2.04c. Daraus ergibt sich Folgendes:

1. Das Schwarz-Weiß-Bild (Y-Signal) sollte alle feinen Details des Bildes enthalten und daher eine große Bandbreite aufweisen.

2. Die Farbsignale können grober sein und eine schmalere Bandbreite haben. Dennoch ergibt sich durch das Zusammenspiel aller Signale ein ansprechendes Bild.

Im Farbfernsehen werden drei Farbsignale verwendet: Blau, Rot und Grün. Durch das Mischen dieser drei Grundfarben können alle anderen Farben erzeugt werden. Umgekehrt kann man farbiges Licht in Anteile dieser drei Grundfarben zerlegen. Für das Farbfernsehen wurden die folgenden Wellenlängen als Grundfarben gewählt:

- Rot (600 nm)
- Grün (540 nm)
- Blau (450 nm)

 

2.05 Farbarten, deiniert nach dem Farbdreicke 

 

Ein Farbkoordinatensystem nach DIN 5033 (siehe Bild 2.05) besteht aus einem dreieckigen Bereich. Jede Ecke des Dreiecks ist einer der Farben Blau, Grün und Rot zugeordnet. Die Farben wechseln entlang der Seiten des Dreiecks allmählich von einer Farbe zur anderen. Zwischen Grün und Rot erfolgt die Farbfolge ähnlich wie ein Regenbogen, von Grün über Gelb und Orange bis hin zu Rot. Diese Farben, wie sie im Allgemeinen bezeichnet werden, sprechen Menschen, die nicht farbenblind sind, richtig an. Sie werden beispielsweise ohne zu zögern zwischen Orange und Rot unterscheiden können. Techniker verwenden jedoch den Begriff "Farbart" anstelle von Farben.

Richtung der Mitte des Dreiecks werden die Farben zunehmend blasser. Der Weißpunkt befindet sich bei den Koordinaten x = 0,3 und y = 0,3. An dieser Stelle sei darauf hingewiesen, dass die Farben R, G und B den drei Leuchtstoffen des Farbbildschirms entsprechen. Durch Mischen der Farbstrahlung dieser drei Lichtquellen können alle Farbart innerhalb des schwarzen Dreiecks erzeugt werden.

Beim Farbfernsehen wird das dreieckige Farbkoordinatennetz in einen Kreis umgewandelt. Man kann sich vorstellen, dass das Dreieck R - G - B in Bild 2.05 aus einem farbigen Seil besteht, das um drei Nägel gespannt ist. Wenn man die Nägel entfernt und das Seil zu einem Kreis legt, können Farbtöne durch einen Winkel a angegeben werden. Zum Beispiel entspricht a = 100° der Farbe Rot und a = 240° etwa der Farbe Grün. Für die Farbtöne Purpur und Blaugrün werden in der Farbliteratur auch die Bezeichnungen Magenta und Cyan verwendet. Gegenüberliegende Farbpaare im Farbkreis, wie Gelb und Blau oder Rot und Blaugrün, werden als Komplementärfarben bezeichnet. In diesem Kreis, wie in Bild 2.06 dargestellt, werden die Koordinatenachsen durch den Mittelpunkt gelegt und vorerst mit U und V bezeichnet, um Verwechslungen mit den Koordinaten x und y aus dem vorherigen Bild zu vermeiden.

 

2.06 Farbkreis 

 

2.07 Peripherie des Farbkreises 

 

Derselbe Farbton kann entweder kräftig und gesättigt oder zart und pastellartig erscheinen. Eine Flasche mit roter Tinte repräsentiert einen gesättigten Rotton. Wenn man Wasser dazugibt, bleibt der Farbton erhalten. Er wird weder violett noch gelblich, aber er wird blasser, je mehr Wasser man hinzugießt. Die Abstufung desselben Farbtons wird als Sättigung oder Entfärbung bezeichnet. Im Farbkreis werden an der Peripherie die gesättigten Farben dargestellt und sie werden zum Zentrum hin blasser. Der Mittelpunkt des Kreises repräsentiert eine entsättigte Farbe, nämlich Weiß. Der Sättigungsgrad wird durch die Amplitude des Farbzeigers dargestellt. Bei halber Amplitude beträgt die Sättigung der Farbe nur 50%. Ein Farbton kann also durch den Phasenwinkel a und die Länge des Zeigers zur Darstellung der Sättigung ausgedrückt werden.

Die Farbart setzt sich zusammen aus dem Farbton und der Farbsättigung.

Verwendet man die Koordinatenachsen U und V, so kann ein solcher Farbzeiger auch durch die entsprechenden Abschnitte entlang dieser Achsen definiert werden. Zum Beispiel gehören zu dem in der Abbildung angegebenen purpurfarbigen Punkt die Werte U = +0,6 und V = 0,5.

 

Es ist leicht, Farbsättigung mit Helligkeit gleichzusetzen, aber das ist nicht korrekt. Um den Begriff Helligkeit besser zu verstehen, betrachten wir das folgende Beispiel: Wenn man die Blende an einem Kameraobjektiv verkleinert, verringert sich die Helligkeit in der Bildebene. Dies kann leicht bei einer Spiegelreflexkamera festgestellt werden. Diese Änderung der Helligkeit hat jedoch keinerlei Auswirkung auf den Farbton oder die Farbsättigung. Rot bleibt Rot, blasses Rot bleibt ebenfalls blasses Rot, und Weiß bleibt Weiß. Bei Farbaufnahmen ergeben sich unter korrekten Bedingungen immer dieselben Farben, unabhängig davon, ob sie mit einer kleinen oder großen Blende, also mit geringer oder hoher Helligkeit in der Bildebene, aufgenommen wurden. Beim Farbfernsehen wird der Helligkeitseindruck des gesamten Bildes durch das Y-Signal, das bisherige Bildsignal, erzeugt. Wenn man die Amplitude dieses Signals ändert, wird das gesamte Bild heller oder dunkler, ohne dass sich der Farbton oder die Farbsättigung ändern. (Wenn man das Bild am Fernseher dunkler einstellt, entsteht jedoch subjektiv der Eindruck, dass die Farben kräftiger werden.)

Wie bereits in Bild 1.01 erwähnt, wird der messbare Helligkeitswert eines einzelnen Bildpunktes als Leuchtdichte oder Luminanz bezeichnet. Aus diesem Grund wird das bisherige Bildsignal oder Videosignal beim Farbfernsehen auch als Luminanzsignal bezeichnet, da damit nacheinander die Leuchtdichtewerte der einzelnen Bildpunkte übertragen werden.

 

Farbfernsehkamera und Schaltungselemente

Das Farbfernsehsystem, das heute verwendet wird, wurde von der NTSC1) in den USA in den Jahren 1951 bis 1953 entwickelt. Dabei war es eine Voraussetzung, dass dieses Farbfernsehen kompatibel mit dem bereits bestehenden Schwarz-Weiß-Fernsehsystem sein muss. Das bedeutet, dass Schwarz-Weiß-Fernsehgeräte Farbsendungen in Schwarz-Weiß wiedergeben können und Farbfernsehgeräte auch für schwarz-weiß ausgestrahlte Sendungen geeignet sein müssen. Darüber hinaus sollten die zusätzlichen Farbinformationen im gleichen Frequenzkanal bzw. im gleichen Modulationsspektrum untergebracht werden.

Diese Anforderungen wurden durch raffinierte, aber komplexe Verfahren erfüllt. Das Farbfernsehsystem erscheint daher in einigen Teilen ziemlich umständlich. Wenn man von Anfang an mit Farbe im Fernsehen gestartet hätte, wäre es vielleicht einfacher gewesen.

Beim Farbfernsehen wird die Schwarz-Weiß-Information nicht direkt in einer Kameraröhre gewonnen, sondern über drei Farbsignale umgeleitet. Eines dieser Farbsignale wird dann jedoch weggelassen. Die beiden anderen werden umgeformt und gemeinsam auf eine Trägerfrequenz aufmoduliert. Dieses Modulationsspektrum wird in das Schwarz-Weiß-Spektrum eingefügt. Im Empfänger sind dann ähnlich komplexe Umwandlungen erforderlich, um die Schwarz-Weiß- und Farbsignale voneinander zu trennen und die fehlenden Farbinformationen zu ergänzen. Das amerikanische NTSC-System hatte noch eine kleine Schwäche, da die Farbtönung durch ungünstige Übertragungsbedingungen verfälscht werden konnte. In Deutschland entwickelte Professor Bruch bei Telefunken daher das PAL-Verfahren, das diese Fehler automatisch kompensiert, aber eine weitere Komplikation in dieses System der vielfältigen Signalumwandlungen einbrachte. Die gesamte Technik ist jedoch ausgereift und gut beherrschbar, und man kann sich systematisch mit diesen Aspekten befassen.

 

2.11 Strahlengang in Farbfernsehkamera 

 

In Bild 2.11 wird das Prinzip einer Farbfernsehkamera dargestellt. Das einfallende Licht von der aufzunehmenden Szene trifft auf verschiedene Umlenkspiegel. Zwei farbzerlegende (dichroitische) Spiegel, ähnlich wie bestimmte Sonnenbrillen, reflektieren bestimmte Farbbereiche, während das restliche Spektrum hindurchgelassen wird. Der erste Spiegel reflektiert den blauen Lichtanteil auf einen undurchlässigen Silberspiegel. Von dort aus wird das Licht durch ein Blaufilter auf eine Kameraröhre projiziert. Diese erzeugt ein Signal (Ur) aus den blauen Anteilen. Ein zweiter dichroitischer Spiegel reflektiert den roten Lichtanteil über einen Silberspiegel durch ein Rotfilter auf eine weitere Kameraröhre. Diese bildet aus den roten Strahlen die Signalspannung (Ur). Der grüne Lichtanteil wird von beiden Spiegeln durchgelassen und fällt durch ein Grünfilter auf die dritte Kameraröhre. An den Ausgängen der Kameraröhren erhält man also drei getrennte Signalspannungen (Uß, Uq und Ur). Eine strahlend weiße Fläche liefert über die Farbfilter hinweg 100% gesättigte Grundfarben und maximale Ausgangsspannungen.

 

2.12 Prinzipschaltung zur Erzeugung des Lichtdichtesignals Y

 

In Bild 2.12 wird gezeigt, wie aus den drei Farbsignalen zunächst das Leuchtdichtesignal Y in einer Matrix erzeugt wird. Dieses Signal entspricht dem bisherigen Videosignal beim Schwarz-Weiß-Fernsehen, das die Helligkeits- bzw. Grauwerte der einzelnen Bildpunkte darstellt. Man kann es sich optisch vorstellen, als ob von einem farbigen Bild ein Schwarz-Weiß-Foto erstellt wird, bei dem die bunten Farben in entsprechende Grauwerte umgewandelt werden.

Bei der Umwandlung in der Fernsehkamera berücksichtigt man auch die Farbempfindlichkeit des menschlichen Auges. Grünes Licht wird als heller empfunden als blaues und rotes Licht. Aus diesem Grund werden die Ausgangsspannungen der drei Kameraröhren über Spannungsteiler abgegriffen und bei 30% (rot), 59% (grün) und 11% (blau) gewichtet. Die Spannungen werden durch Entkopplungswiderstände addiert. Dadurch ergibt sich das Y-Signal für eine weiße Fläche zu:

Y = 0,30 Ur + 0,59 UG + 0,11 Ub

Zur Vereinfachung der Schreibweise wird oft verwendet:

Y = 0,30 R + 0,59 G + 0,11 B

Wenn kein helles Weiß, sondern ein Bild wiedergegeben wird, bei dem an den einzelnen Stellen nur bestimmte Farben vorhanden sind, ist die Summe der Farbspannungen geringer. Das bedeutet, dass das Y-Signal nicht mehr dem reinen Weiß, sondern einem Grauwert entspricht.

 

2.13 Addirer für Y-Signal 

 

In Bild 2.13 wird gezeigt, wie aus den drei Farbanteilen R, G und B das Y-Signal gebildet wird. Das Y-Signal entspricht dem Videosignal eines Schwarz-Weiß-Empfängers und wird als normales Modulationsspektrum mit einer Bandbreite von 5 MHz übertragen. Von den drei Farbinformationen R, G und B werden nur zwei, nämlich Rot und Blau, übertragen, während der Grünanteil vernachlässigt wird. Der Grünanteil kann im Empfänger jedoch jederzeit rekonstruiert werden, wenn nur drei Werte der Gleichung Y = 0,30 R + 0,59 G + 0,11 B vorhanden sind. Durch Umpolen des Y-Signals entgegen der Polung der Momentanwerte der Spannungen für Rot und Blau erhält man die Farbdifferenzsignale V = R - Y und U = B - Y.

Die Gewinnung dieser Spannungen wird in Bild 2.13 dargestellt. Das Y-Signal wird einer Transistor-Phasenumkehrstufe zugeführt. Am Emitter erscheint das Signal +Y und wird von dort aus weiterverarbeitet. Am Kollektor ergibt sich das um 180° phasenverschobene Signal, also -Y. In zwei Addierstufen wird es mit den Signalen R und B kombiniert, und man erhält V = (R - Y) und U = (B - Y). (Die Bezeichnung V für R - Y sollte nicht mit dem Kurzzeichen V für die Vertikalfrequenz verwechselt werden.) Diese Farbdifferenzsignale V und U müssen zusätzlich beim Farbfernsehen übertragen werden. Beide Signale werden jedoch gemeinsam auf eine einzige Trägerfrequenz moduliert, nämlich die bereits erwähnte Burstfrequenz von etwa 4,43 MHz. Um diese Vorgänge besser zu verstehen, sind einige zusätzliche Betrachtungen über Modulationsverfahren notwendig.

 

 2.14 Mehre Telefongespräche auf breitne Frequenzband bei Trägerfrequenztelefonie

 

Die beiden grundlegenden Modulationsarten sind die Amplitudenmodulation und die Frequenzmodulation. Beim Schwarzweißfernsehen werden bereits beide Modulationsarten angewendet: Der Bildträger wird durch das Videosignal (Leuchtdichtesignal) und die Synchronzeichen amplitudenmoduliert, während der Tonträger durch die Tonsignale frequenzmoduliert wird. Für das Farbfernsehen war es jedoch erforderlich, die gleichen Hochfrequenzübertragungskanäle beizubehalten und sicherzustellen, dass die Farbbilder auch auf den bisherigen Schwarzweiß-Empfängern dargestellt werden können. Die zusätzliche Farbinformation musste daher so in das bestehende Fernsehnormsignal eingefügt werden, dass der Schwarzweißempfang nicht gestört wird. Zu diesem Zweck wurde eine ausgeklügelte Doppelmodulation entwickelt. Dabei wird nur eine Trägerfrequenz FT verwendet, um die beiden Farbinformationen U und V im selben Frequenzbereich zu übertragen. Dies unterscheidet sich deutlich von anderen Verfahren, bei denen verschiedene Informationen in unterschiedlichen Modulationsfrequenzbereichen übertragen werden. Bei der Trägerfrequenz-Telefonie, wie in Bild 2.14 dargestellt, liegen die einzelnen Sprachkanäle sauber nebeneinander in gleichmäßigen Abständen von der Trägerfrequenz. 

 

2.15 Unterbringung mehrere Tonfrequenzensignale innerhalb des Frequenzbands bei Hochfrequenz-Stereofonie

 

Beim Stereorundfunk wird das sogenannte Differenzsignal L - R in einem Abstand von 23 bis 53 kHz vom Trägermoduliert, wie in Bild 2.15 gezeigt. Beim Schwarzweißfernsehen ist der Ton gemäß Bild 2.16 in einem Abstand von 5,5 MHz vom Bildträger untergebracht. Beim Farbfernsehen werden jedoch aufgrund des begrenzten Frequenzbereichs und der Kompatibilität nur zwei Signale R und B in den Differenzsignalen U und V aufmoduliert. Diese beiden Signale werden in einer Doppelmodulation mit unterdrücktem Träger verschlüsselt und moduliert. Der Fernsehtechniker muss das Prinzip dieser Doppelmodulation gut verstehen, um einen Farbfernsehempfänger untersuchen und abstimmen zu können. Vorläufig nehmen wir jedoch an, dass nur eine einzige Signalfolge für die Farbinformation vorhanden ist.

 

2.17 Prinzip des Ringmodulators 

 

Bei der herkömmlichen Amplitudenmodulation werden das niederfrequente Modulationsspektrum und eine höherfrequente Trägerfrequenz gemischt. Dadurch entstehen Seitenbänder rechts und links vom Träger. Wenn ein Ringmodulator gemäß Bild 2.17 zur Mischung verwendet wird, erscheinen am Ausgang nur die beiden Seitenbänder. Das niederfrequente Modulationsspektrum und die Trägerfrequenz werden vollständig entfernt.

 

 2.18 Modulation mit unterdrückten Träger 

 

Im Bild 2.18 wird die Modulation mit unterdrücktem Träger dargestellt. In der oberen Abbildung sind die Eingangsfrequenzen des Modulators zu sehen, während in der unteren Abbildung das Ausgangsspektrum zu erkennen ist. Bei dieser Modulationsart wird der Träger vollständig entfernt, sodass nur die Seitenbänder übrigbleiben.  Beim Farbfernsehsystem wird die Farbinformation auf folgende Weise umgesetzt: Zunächst wird die Bandbreite der Farbinformation auf 1,3 MHz begrenzt, wie bereits in Bild 2.04 erwähnt. Dieses Signal wird mit der Farbträgerfrequenz von 4,43 MHz in einem Ringmodulator gemischt. Am Ausgang des Modulators bleiben nur die beiden Seitenbänder übrig, während der Träger selbst unterdrückt wird. Dieses Verfahren entspricht im Prinzip der bekannten Modulation im Stereo-Rundfunk, wie in Bild 2.15 dargestellt. Dort wird das eigentliche Modulationsspektrum in ein höheres Frequenzgebiet gemischt und der Träger von 38 kHz unterdrückt. Um den Träger im Empfänger wiederherzustellen, wird die Pilotfrequenz von 19 kHz verwendet, die im Empfänger verdoppelt wird und den Träger von 38 kHz ergibt.

Beim Farbfernsehempfänger ist die Trägerfrequenz von 4,43 MHz als Burst, also als Austastsignal, enthalten. Im Empfänger wird eine kontinuierliche Trägerfrequenz neu erzeugt und mit dieser Burstfrequenz synchronisiert. Das Unterdrücken der Trägerfrequenz in der Farbinformation hat einen großen Vorteil. Wie aus der Frequenzskala in Bild 2.18 zu erkennen ist, liegen die gemischten Farbinformationen immer noch innerhalb des 5,5 MHz breiten Modulationsspektrums des Schwarzweißsignals. Der Träger könnte daher ein feines Muster oder Moiré-Muster mit dieser Frequenz im Band erzeugen. Da der Träger jedoch unterdrückt wird, entsteht keine Störung. Die Seitenbänder mit den Farbinformationen werden entsprechend dem in der nächsten Abbildung beschriebenen Verfahren in das Videosignal eingefügt. Auch sie verursachen keine Störungen.

 

2.21 Beispiel eines periodischen Schwigungszuges 

 

Um das heraufgemischte Farbsignalspektrum zusätzlich im Videobereich zu übertragen, ohne dass die Informationen sich gegenseitig stören, nutzt man folgende Überlegung: Periodische nichtsinusförmige Schwingungen lassen sich nach dem Fourier-Theorem als eine Summe sinusförmiger Grundschwingungen und deren Harmonischer darstellen. Bild 2.21 veranschaulicht eine solche periodische Schwingung, während Bild 2.22 die Anteile der Harmonischen zeigt. Die Harmonischen sind dabei ganzzahlige Vielfache der Grundfrequenz und ihre Amplituden nehmen mit höheren Schwingungszahlen ab.

 

2.22 Zusammensetzung Frequenzspektrum

 

Bild 2.22 zeigt die Zusammensetzung des Frequenzspektrums eines Schwingungszugs, der aus den Harmonischen seiner Wiederholungsfrequenz besteht. Die vertikale Achse repräsentiert die Amplitude der einzelnen Harmonischen, während die horizontale Achse die Frequenzen darstellt. Die Grundfrequenz ist die niedrigste Frequenzkomponente, und die darauf folgenden Harmonischen sind ganzzahlige Vielfache dieser Grundfrequenz. Jede Harmonische hat eine bestimmte Amplitude, wobei die Amplituden mit zunehmender Harmonischenzahl normalerweise abnehmen. Durch die Kombination all dieser Harmonischen entsteht die komplexe periodische Schwingung.

 

2.23 Zeilensignale 

 

Bild 2.23 zeigt die periodischen Zeilensignale eines Fernsehempfängers, die zwischen den Zeilenimpulsen Änderungen aufweisen können, abhängig vom Bildinhalt. In Bild 2.24 ist das Spektrum der Harmonischen des Zeilensignals dargestellt, wobei die Harmonischen in regelmäßigen Abständen liegen, die der Zeilenfrequenz entsprechen. Aufgrund der komplexen Form des Zeilenverlaufs erstrecken sich die Harmonischen bis zu sehr hohen Ordnungszahlen. Im Fernsehsignal wird in der Regel die 350. Harmonische übertragen, wobei dieser Wert aus bestimmten technischen Überlegungen resultiert.

 

2.24 Frequenzspektrum

 

In Bild 2.24 ist das Frequenzspektrum des vorherigen Bildes dargestellt. Es besteht aus einer dichten Folge von Harmonischen der Zeilenfrequenz im Abstand von 15.625 Hz. Die Amplitude der Harmonischen nimmt mit zunehmender Frequenz stark ab. Zusätzlich ist das üblicherweise angegebene Videospektrum schraffiert dargestellt. In Bild 2.24 wurde zusätzlich die üblicherweise angegebene Begrenzung für das Videospektrum dünn eingezeichnet. Allerdings ist die Darstellung der Begrenzungslinie nicht ganz korrekt, da die hohen Harmonischen eine deutlich geringere Amplitude aufweisen. Hohe Frequenzen stehen für feine Bildeinzelheiten, und im Fernsehen werden nicht kontinuierlich feingepunktete Stoffmuster auf der gesamten Bildfläche dargestellt.

 

2.25 Harmonische Zeilenfrequenz

 

In Bild 2.25 sind die Harmonischen der Zeilenfrequenz 15.625 Hz, die in der Amplitude stetig abnehmen, vereinfacht als schwarze Balken dargestellt. In der Realität liegen diese Balken natürlich viel dichter beieinander, da das Frequenzspektrum mit der Grundfrequenz beginnt (15.625 Hz), gefolgt von den Harmonischen (2f, 3f, 4f usw.). Der Farbträger wird ebenfalls mit der Zeilenfrequenz moduliert. Seitlich zum Farbträger bilden sich ebenfalls Harmonische im Abstand von 15.625 Hz. Der Farbträger wird jedoch auf eine Frequenz von genau 4.433.618,75 Hz eingestellt, was 567,5-mal die halbe Zeilenfrequenz entspricht. Dadurch fallen der Farbträger und seine Harmonischen (weiße Balken) immer genau in die Lücken zwischen zwei Harmonischen des Y-Signals (schwarze Balken). Aufgrund dieser Frequenzstruktur stören sich die Signale nicht gegenseitig und können im Empfänger getrennt und weiterverarbeitet werden. Der Farbträger selbst ist unterdrückt und wird daher in diesem Bild nicht dargestellt.

 

2.26 Modulationssprektrum

 

In der schematischen Darstellung des Modulationsspektrums in Bild 2.26 ergibt sich folgender Verlauf: Das F-Signal, das die Farbinformationen U und V enthält, darf eine Bandbreite von ± 1,3 MHz haben. Allerdings schneidet man die oberen Seitenbandfrequenzen noch etwas ab, um zu der hier verwendeten Darstellung zu gelangen. Durch die Einfügung des F-Signals in das Schwarzweißspektrum wurde es erfolgreich möglich, die Farbsignale in das Schwarzweißschema zu integrieren. In der Literatur und in Schaltbildern wird die Frequenz von 4.433.618,75 Hz oft abgekürzt als 4,43 MHz oder noch kürzer als 4,4 MHz verwendet, um den genannten Zahlenwert nicht ständig wiederholen zu müssen.

 

 

Signalverarbeitung und Demodulation

In den Bildern 2.31 bis 2.33 wird erklärt, wie die beiden verschiedenen Farbdifferenzsignale U = B - Y und V = R - Y einer einzigen Trägerfrequenz moduliert und im Empfänger wieder voneinander getrennt werden können. Es ist nicht möglich, diese Spannungen einfach zu addieren, da es kein Verfahren gibt, um sie später wieder zu entwirren. Um dieses Problem zu lösen, werden die beiden Spannungen U und V nicht mit einer, sondern mit zwei um 90° phasenverschobenen Trägerfrequenzen in Amplitudenmodulation aufmoduliert. Das bedeutet, dass der zweite Träger jeweils um 90° später gestartet wird, während die erste Trägerspannung gerade ihren Scheitelwert hat. Eine entsprechende Blockschaltung, wie in Bild 2.32 dargestellt, wird verwendet, um die phasenverschobenen Trägerspannungen zu erzeugen.

 

2.31 Phasenverschiebung

 

Der Trägerfrequenzoszillator arbeitet direkt auf den ersten Ringmodulator, in dem die Trägerfrequenz mit dem Signal U moduliert wird. Der zweite Modulator für das V-Signal wird ebenfalls mit der Trägerfrequenz versorgt, jedoch durchläuft sie zuvor einen Phasenschieber, der einen Phasenwinkel von 90° erzeugt. Die Ausgangsspannungen der beiden Modulatoren werden dann in einem Addierglied zusammengeführt. Dadurch entsteht eine Summenkurve, bei der sowohl das U- als auch das V-Signal amplitudenmoduliert sind, wobei die eigentliche Trägerfrequenz aufgrund der Eigenschaften der Ringmodulatoren unterdrückt wird.

 

2.32 Doppelmodulation zweier Signale 

 

Bild 2.32 zeigt das Konzept der Doppelmodulation mit zwei um 90° phasenverschobenen Trägerfrequenzen und der anschließenden Summierung in einem Addierglied. Die beiden Eingangssignale U und V werden jeweils mit einer phasenverschobenen Trägerfrequenz in Amplitudenmodulation moduliert. Der erste Modulator moduliert das Signal U mit der Trägerfrequenz, während der zweite Modulator das Signal V mit der um 90° phasenverschobenen Trägerfrequenz moduliert. Die Ausgangsspannungen beider Modulatoren werden dann in einem Addierglied zusammengeführt. Dabei entsteht ein Summensignal, das durch die Eigenart der Ringmodulatoren die eigentliche Trägerfrequenz unterdrückt. Diese Doppelmodulation ermöglicht es, die beiden Farbdifferenzsignale U und V in einer einzigen Trägerfrequenz aufzumodulieren und sie später im Empfänger voneinander zu trennen. Durch das Phasenverschieben der Trägerfrequenzen um 90° erreicht man, dass die eine Trägerspannung genau dann den Nullwert durchläuft, wenn die andere ihren maximalen Wert hat. Dadurch kann man die beiden Signale ohne Störungen addieren.

 

2.33 Farbartsignale Erzeugung

 

Die Verwendung von zwei um 90° phasenverschobenen Wechselspannungen ist in der Oszillografentechnik bekannt, um Kreis- und Lissajou-Figuren zu erzeugen. Dieser Zusammenhang wird erwähnt, da auch bei der Doppelmodulation in der Farbfernsehtechnik der Kreis eine Rolle spielt, wie bereits in den Bildern 2.06 und 2.07 dargestellt wurde. Im Zeigerdiagramm werden die beiden Spannungen U und V zu einem resultierenden Farbartsignal Fu + v kombiniert. Die Zeiger rotieren gemäß den Wechselstromgesetzen mit einer Frequenz von 4,43 MHz entgegen dem Uhrzeigersinn, was bedeutet, dass sie ständig alle vier Quadranten des Achsenkreuzes durchlaufen. Aus diesem Grund wird diese Doppelmodulation auch Quadratur-Amplituden-Modulation (QAM) genannt. In der Darstellung wurden gleich große Signale für U und V angenommen, aber in der Realität ändern sich die Amplituden entsprechend den variierenden Farbwerten des abgetasteten Bildes. Das resultierende Farbartsignal Fu + y verändert daher auch ständig seine Amplitude und Phasenlage, da das Quadrat aus Bild 2.33 je nachdem, ob der Momentanwert von U oder V größer ist, zu einem liegenden oder stehenden Rechteck verzerrt wird. Diese Gedankenverbindung führt uns auch zum Farbkreis in Bild 2.07. Dort wurde bereits die Darstellung einer Farbart durch die Koordinaten U und V erklärt. Allerdings bezog sich dies nur auf eine statische und konstante Farbinformation, während es hier um ein hochfrequentes elektrisches Signal geht.

 

2.34 Die Synchrondemodulation

 

Es ist erstaunlich, wie schwierig es zunächst scheint, die komplexe Summenspannung Fü + V«, die als Farbartsignal ausgestrahlt wird, wieder in ihre ursprünglichen Signale aufzuteilen. Diese beiden Modulationen sind auf eine einzige Trägerfrequenz aufmoduliert. Es gibt jedoch eine Lösung, um sie voneinander zu trennen. Um dies zu erklären, betrachten wir das Zeigerdiagramm in Bild 2.34, das in Sinuskurven zurückgewandelt wurde. Bild 2.34a zeigt die Trägerfrequenzspannung 1, Bild 2.34b zeigt die Spannung 2 mit einer Phasendrehung von 90 Grad, und darunter in Bild 2.34c ist die Summenspannung aus den beiden Einzelspannungen dargestellt. Wie bereits in Bild 2.31 zu sehen ist, fällt auf, dass wenn die Spannung 1 den Nullpunkt erreicht, die Spannung 2 stets ihren Maximalwert hat. Dieser Maximalwert ist in den Kurven durch einen gestrichelten Balken markiert. Umgekehrt gilt dasselbe: Die Nullstellen der Kurve 2 fallen mit den Maximalwerten von Kurve 1 zusammen, die durch dicke Balken markiert sind.

Bei genauer Betrachtung der Summenkurve stellt man fest, dass sie zu den Zeitpunkten 90°, 270° und (360° + 90°) tatsächlich nur die Werte von Kurve 1 aufweist. Gleiches gilt für die Zeitpunkte 0°, 180° und 360° für Kurve 2. Daher müssen im Empfänger nur zwei separate elektronische Schalter verwendet werden, um jeweils nach 180° einen kurzen Ausschnitt der Summenkurve durchzulassen oder auszutasten. Diese Ausschnitte ergeben, wenn sie aneinandergereiht werden, den Verlauf der Scheitelwerte der ursprünglichen Kurven. Dies gilt auch dann, wenn die ursprüngliche Kurve aufgrund sich ändernder Farbwerte des Bildes Amplitudenschwankungen aufweist. Durch den Einsatz von Glättungsgliedern kann aus den ausgetasteten Teilstücken eine Hüllkurve erzeugt werden, die dem ursprünglichen Signalverlauf von U oder V entspricht.

 

2.35 Prinzipschaltung eines Synchronmodulators

 

Um nicht nur mit abstrakten Diagrammen zu arbeiten, wollen wir kurz das Prinzip eines solchen Synchrondemodulators diskutieren. Das Farbartsignal Fu + v wird einer Brückenschaltung mit zwei Schaltdioden zugeführt (Bild 2.35). Die Trägerfrequenz von 4,43 MHz wird als Schaltfrequenz verwendet, die in einer definierten Phasenlage liegt. Diese Trägerfrequenz ist erforderlich, um die Demodulation durchzuführen (wie es bei der Stereo-Rundfunkmodulation bekannt ist). Im Fernsehempfänger wird der Träger neu erzeugt und mit den 4,43-MHz-Schwingungsstößen des Burstsignals auf den exakten Frequenzwert synchronisiert.

Stellen wir uns zunächst vor, dass der Schaltfrequenzoszillator in Bild 2.35 stillgelegt ist. In diesem Fall wirken die beiden Dioden für die eingekoppelte Summenspannung wie normale HF-Gleichrichter. An den beiden Ladekondensatoren entstehen Gleichspannungen mit der angedeuteten Polarität. Wenn wir die Träger- bzw. Schaltfrequenz einschalten, wird bei der angegebenen Polarität die obere Diode leitend und die untere Diode gesperrt. Dadurch gelangt zu diesem Zeitpunkt über Diode 1 ein kurzer Ausschnitt aus der Summenspannung zum Ausgang.

 

2.36 Schalt und Trägerfrequenzen

 

Bild 2.36: Nur die oberen und unteren Sinuskuppen der Schalt- oder Trägerfrequenz öffnen die Dioden eines Synchrondemodulators. Nach 180° bzw. einer halben Periode der Schaltfrequenz wird die untere Diode leitend und lässt nun ebenfalls einen kurzen Ausschnitt der Summenspannung passieren. Um die Schalt- bzw. Durchlasszeit der Dioden möglichst kurz zu gestalten, verwendet man eine hohe Amplitude für die Schaltfrequenz und biasst die Dioden negativ, sodass nur die Spitzen der Sinuskurve wirksam werden und die Dioden öffnen.

 

2.37 Gesamtordnung zweier Demodulatoren 

 

Auf diese Weise wurde ein Teilziel erreicht. Es werden nur Teile eines Signals aus der doppelt modulierten Spannung herausgetastet, jeweils in Abständen von 180°. Der Ausbau für beide Signale ist nun klar. Er entspricht der Umkehrung von Bild 2.32. Die Trägerfrequenz steuert den einen Demodulator direkt an und den anderen über einen Phasenschieber um 90° verschoben. Dadurch werden zu den Zeitpunkten 90° und 270° die Informationen des U-Signals (markiert durch dicke Balken in Bild 2.34) und zu den Zeitpunkten 180° und 360° die Informationen des V-Signals (markiert durch gestrichelte Balken in Bild 2.34) herausgetastet. Diese Signale stehen dann an separaten Ausgängen zur Verfügung

 

Farbsignale und das PAL-Verfahren

Zu dem Farbkreis in Bild 2.06 und 2.07 gehört das vereinfacht dargestellte Achsenkreuz mit den Koordinaten U und V in Bild 2.41. Aus diesem Achsenkreuz kann abgelesen werden, dass ein Zeiger mit der Richtung +U = Blau - Y auf die Farbe Blau und ein anderer Zeiger mit der Richtung +V = Rot - Y auf die Farbe Rot zeigen würde. Dies kann sogar sichtbar gemacht werden, indem die U- und V-Komponenten eines Farbartsignals F an die Ablenkplattenpaare eines Oszillografen angelegt werden. Mit einem solchen Vektorskop können im Sender die Phasenlagen und Amplituden von Testfarben kontrolliert werden.

 

 

2.06 Farbkreis 

 

2.07 Peripherie des Farbkreises 

 

 

Jedoch ist der Farbzeiger bei einem Fernsehbild nicht stationär. Abhängig von der gerade abgetasteten Farbe schwenkt der Zeiger im Kreis hin und her und ändert dabei auch seine Länge. Dies erinnert an den Spruch, der in den Anfängen der Wechselspannungslehre auf den Schulbänken geflüstert wurde: "Die Phase schiebt sich hin und her, zum Schluss weiß es kein Mensch nicht mehr!"

2.41 Lage der U und V Achse im Farbkreis 

 

Da der Farbton durch den Phasenwinkel dargestellt wird, beeinflussen Phasenwinkelfehler des Signals den Farbton. Unerwünschte Laufzeit- oder Phasenverschiebungen können an mehreren Stellen im Übertragungsweg auftreten, wie zum Beispiel im Kabel vom Studio zum Sender, bei Richtfunkstrecken, durch Reflexionen bei der freien Ausbreitung (was zu Geisterbildern führt) und durch Nichtlinearitäten im Sender. Die Phasenbeziehung innerhalb des Signals wird dadurch verfälscht, und aus Rot wird beispielsweise bei NTSC Orange. Daher sind die amerikanischen NTSC-Empfänger mit einem Einstellknopf ausgestattet, um auftretende Phasenfehler und somit den Farbton zu korrigieren.

 

2.42 Kompensation 

 

In Bild 2.42 ist die grundlegende Idee des PAL-Verfahrens stark vereinfacht dargestellt. Anstelle der Farbdifferenzspannungen U und V ist ein resultierender Farbzeiger im Farbkreis eingezeichnet. Angenommen, es wird gerade der Farbton Orange gesendet (richtige Farbe). Wenn das Signal auf dem Übertragungsweg eine Phasenverschiebung um den Winkel φ erfährt, erscheint anstelle von Orange Gelb auf dem Bildschirm.

Beim PAL-Verfahren werden die V-Komponenten des Farbzeigers im Sender durch einen elektronischen Schalter abwechselnd von Zeile zu Zeile um 180° umgepolt (phase alternating). Dadurch wird auch der Fehlwinkel φ von einer Zeile zur nächsten umgepolt. Im Beispielbild erscheint in der nächsten Zeile b eine Fehlfarbe mit dem Winkel -φ, also ein roter Farbton. Diese rasch wechselnden Farbtonabweichungen verschmelzen jedoch im menschlichen Auge zu einem Mittelwert. Trotz der Abweichungen zwischen aufeinanderfolgenden Zeilen wird der richtige Farbton Orange wahrgenommen. Das Farbbild wird dabei etwas entsättigt, was in der Praxis kaum stört. "PAL" steht demnach für "Phase Alternating Line", was die Phasenumkehrung zwischen den Zeilen beschreibt.

 

2.43 & 2.44

 

Bild 2.43 und 2.44: PAL-Umschaltung und PAL-Kennung

Aufgrund der Quadraturmodulation müssen die V-Komponenten des Farbsignals um 90° gegenüber den U-Komponenten gedreht sein. Das bedeutet, dass der V-Anteil einer Zeile a in Bild 2.43 um 90° gedreht ist, und in der folgenden Zeile b um -90° gegenüber der U-Achse (Bild 2.44). Damit der Empfänger die 180° Phasendrehung rückgängig machen kann, muss er ebenfalls einen Umschalter besitzen, der im gleichen Takt schaltet.

Um diesen zeilenfrequenten Schalter richtig zu steuern, wird dem Burstsignal eine Kennung hinzugefügt. Auch hier wird von Zeile zu Zeile die Phasenlage verändert. Der Burst, also die kurzen Schwingungspakete der Trägerfrequenz, erfüllt damit eine weitere Aufgabe. Für Zeile a startet dieser Schwingungszug mit der in Bild 2.43 dargestellten Phasenlage, während für Zeile b die Burstphase gemäß Bild 2.44 dargestellt ist. Wie diese Unterschiede ausgewertet werden, wird später im Empfängerteil besprochen. Bild 2.43 Farbartsignal und Burstphasenlage für die Zeile a beim Pal-System Bild 2.44 Farbartsignal und Burstphasenlage für die Zeile b

 

2.45 Einfache Blockschaltung einer Fernsehkamera mit Pal-Coder

 

In der Blockschaltung einer Fernsehkamera mit PAL-Coder werden die Kameraspnnungen R, G und B verwendet. Die Y-Matrix formt das Y-Signal aus diesen Spannungen. In der Y-Leitung befindet sich ein Verzögerungsglied, das im Empfänger ebenfalls vorhanden sein muss. Die Funktion des Verzögerungsglieds im Empfänger wird dort behandelt.

Die V-U-Matrix erzeugt die Spannungen U und V. Mit diesen Spannungen wird in zwei Modulatoren der Farbträger moduliert. Im Vergleich zu Bild 2.32 wird die Phase des V-Modulators jedoch nicht konstant um 90° verschoben, sondern abwechselnd um +90° für eine Zeile und um -90° für die nächste Zeile gegenüber der U-Achse. Ein elektronischer Schalter, der mit der Zeilenfrequenz betrieben wird, ermöglicht diese Phasenverschiebung. Dadurch wird die Wirkung der Quadraturmodulation nicht verändert, es ist lediglich erforderlich, im Empfänger einen ähnlichen Zeilenschalter vorzusehen.

In der Addierstufe hinter den beiden Modulatoren entsteht das F-Signal. Eine Impulszentrale liefert sämtliche Austast- und Synchronisierimpulse. Alle Ausgangssignale werden addiert und dann auf die hochfrequente Trägerwelle moduliert und ausgestrahlt.

 

3. Empfang von Schwarz-Weiß-Fernsehsignalen

Beim Fernsehempfang ist es notwendig, nicht nur das eigentliche Bildsignal aufzunehmen und zu verstärken, sondern auch den dazugehörigen Ton. Zudem müssen im Empfänger die Spannungen für den Rasterwechsel und die Zeilenablenkung erzeugt werden. Die Raster- und Zeilenzahl müssen genau mit denen des Senders übereinstimmen. Dies wird durch die Gleichlaufzeichen im Fernsehsignal sichergestellt. Diese Gleichlaufzeichen werden mithilfe eines Amplitudensiebs, auch Impuls-Abtrennstufe genannt, aus dem Fernsehsignal herausgefiltert. Des Weiteren müssen verschiedene Betriebsspannungen erzeugt werden.

 

3.01 Schwarzweis-Fernsehempfänger

 

Schwarz-Weiß-Fernsehempfänger bestehen entsprechend der Blockschaltung aus folgenden Baugruppen:

A. Hochfrequenzteil (Tuner) mit Hochfrequenzvorverstärker sowie Oszillator- und Mischerstufe für Bild und Ton.

B. Gemeinsamer Zwischenfrequenzteil für Bild und Ton.

C. Zwischenfrequenz-Demodulator oder Video-Detektor. Er wandelt die modulierte Zwischenfrequenz in das Videosignal mit den Gleichlaufzeichen um und erzeugt durch Mischung des Bildträgers und des Tonträgers eine neue Zwischenfrequenz von 5 MHz, die als "Differenzfrequenz" bezeichnet wird.

D. Video-Verstärker.

E. Trennung der Gleichlaufzeichen vom Bildinhalt (Impulsabtrennstufe, Amplitudensieb).

F. Zeilenfrequenz-Oszillator und Zeilen-Endstufe.

G. Hochspannungsteil für die Bildröhre. Hier wird die Anodenspannung von 16 bis 18 kV (bei großen Bildröhren mit 59 cm Schirmdiagonale) mithilfe einer speziellen Schaltung aus der Zeilen-Endstufe erzeugt.

H. Bildkipp-Oszillator und Bildkipp-Endstufe.

I. Bildröhre.

K. Niederspannungs-Netzteil.

L. 5,5-MHz-Ton-Zwischenfrequenz-Verstärker mit FM-Detektor, da der Tonträger bei der europäischen Fernsehnorm frequenzmoduliert ist. Die Spannung für den Ton-Zwischenfrequenz-Verstärker wird entweder hinter dem Video-Detektor oder hinter dem Video-Verstärker abgegriffen.

M. Ton-Niederfrequenz-Verstärker und Lautsprecher.

All diese Stufen werden auch im Farbempfänger benötigt. Dieser enthält jedoch zusätzlich den gesamten Chrominanzteil (Farbteil) und anstelle einer Schwarz-Weiß-Bildröhre eine Dreifarben-Bildröhre. Zunächst werden jedoch die Stufen besprochen, die für beide Empfängerarten benötigt werden. Fernsehempfänger verwenden unterschiedliche Techniken zur Signalverarbeitung, um die Vielzahl an Senderfrequenzen zu empfangen. Eine zentrale Komponente ist der Tuner oder Programmwähler, der für Schwarzweiß- und Farbempfänger gleichermaßen eingesetzt wird. Diese Tuner werden von spezialisierten Herstellern produziert und an verschiedene Empfängerfirmen geliefert, um deren Bedürfnisse zu erfüllen. Durch diese effiziente Zusammenarbeit kann eine breite Palette an Fernsehempfängern mit den erforderlichen Tunerfunktionen bereitgestellt werden.

 

Verstärkung und Rauschen des Hochfrequenzeingangs

Die Vor- und Mischstufe eines Fernsehempfängers arbeitet im Bereich III mit Frequenzen um 200 MHz. Die Bereiche IV und V (UHF) erstrecken sich von 470 MHz bis 860 MHz. Bei diesen hohen Frequenzen haben die Eigenschaften der Röhren und Transistoren einen viel stärkeren Einfluss auf die Empfindlichkeit und das Rauschen des Eingangsteils im Vergleich zum UKW-Rundfunk mit Frequenzen um 100 MHz.

Triodensysteme rauschen bei hohen Frequenzen weniger als Pentoden, weshalb spezielle Trioden wie PC 88, PC 900, PCC 88 und PCC189 für die Eingangsstufen von Fernsehempfängern entwickelt wurden. Eine weitere Verbesserung wurde im UHF-Bereich durch spezielle Germanium-Transistoren erzielt. Dadurch konnte das Eigenrauschen des gesamten Eingangsteils im Vergleich zu Röhrenschaltungen erheblich reduziert werden. Das Eigenrauschen bestimmt die Empfindlichkeit des Empfängers, da Empfangsspannungen, die kleiner sind als das Eigenrauschen, nicht mehr wahrgenommen werden können. Im Fernsehempfänger führt dies dazu, dass das Bild in einem undeutlichen Schneegestöber zerfließt.

Das Eigenrauschen des Eingangsteils hängt also von den Eigenschaften der Röhren bzw. Transistoren und von der Qualität und Bandbreite der Schaltkreise ab. Diese komplexen Zusammenhänge sind für den Entwurf eines Empfängers im Labor äußerst wichtig und es gibt viele detaillierte Fachveröffentlichungen dazu. Die Tabelle gibt dem Servicetechniker einen Überblick über die Gesamteigenschaften der Eingangsschaltung. Die Rauschzahl F gibt dabei das Verhältnis von Rauschleistung zu Nutzleistung an und zeigt, wie viel größer dieses Verhältnis bei dem betreffenden Empfänger im Vergleich zu einem rauschfreien Idealgerät ist.

Je kleiner der Wert F ist, desto besser ist die Stufe in Bezug auf Rauschen und Empfindlichkeit. Aus der Tabelle kann Folgendes abgelesen werden:

1. In den Bereichen I und II gibt es nur geringfügige Unterschiede in den Rauschzahlen zwischen Röhren- und Transistortunern. Allerdings kann mit Röhrentunern eine höhere Verstärkung erzielt werden.

2. Im UHF-Bereich (Bereich IV/V) rauschen Transistortuner deutlich weniger als Röhrentuner. Dadurch können noch kleinere Spannungen empfangen und eine höhere Empfindlichkeit erreicht werden. Die Verstärkung ist zwar etwas geringer als bei Röhrentunern, aber dies kann im folgenden Zwischenfrequenz-Verstärker leicht ausgeglichen werden.

Aus diesen Erkenntnissen ergab sich, dass zuerst Transistortuner im UHF-Bereich eingeführt wurden, während viele Geräte im VHF-Teil mit Röhren und im UHF-Teil mit Transistoren ausgestattet wurden. Später wurden einheitlich Transistoren für den gesamten Empfänger eingesetzt, um kleinere Abmessungen, geringere Wärmeentwicklung und schließlich bei den sogenannten Allbereichwählern, bei denen die Abstimmelemente für VHF und UHF in einem geschlossenen Gehäuse untergebracht wurden, zu ermöglichen.

Nun einige Worte zu den Bezeichnungen für diese Eingangsbausteine: Zu Beginn der Fernsehtechnik wurde gerne der Begriff "Kanalschalter" verwendet, da mit einem Rastenschalter die Kanäle 2 bis 11 im VHF-Bereich eingestellt werden konnten. Später etablierten sich die Bezeichnungen "Kanalwähler" und "Tuner", insbesondere nach der Einführung des UHF-Bereichs. Wenn VHF- und UHF-Bereich in einem Baustein vereint sind, spricht man von einem "Einblock-Tuner" oder "Kombi-Tuner". Gemäß DIN 45 060 ist der Begriff "Allbereich-Kanalwähler" vorgeschrieben. Da Fernsehteilnehmer jedoch nicht in Kanalnummern, sondern in Fernsehprogrammen (erstes, zweites, drittes Programm) denken und ihren Kanalwähler entsprechend einstellen, wurde auch die Bezeichnung "Programmwähler" gebräuchlich, die ebenfalls akzeptiert werden sollte. Vermeiden sollte man jedoch den Begriff "Allband-Kanalwähler", da die Fernsehfrequenzen nicht in Bänder, sondern in Bereiche unterteilt sind. Die korrekte Gruppierung lautet daher:

- VHF-Kanalwähler
- UHF-Kanalwähler
- Allbereich-Kanalwähler

oder

- VHF-Tuner
- UHF-Tuner
- Kombi-Tuner
- Einblock-Tuner

Anstelle von "Kanalwähler" kann auch "Programmwähler" verwendet werden.

 

UHF Converter aus dem Burosch Labor

 

Ein UHF (Ultra High Frequency) Converter ist ein Gerät, das früher häufig genutzt wurde, um Fernsehgeräten, die nur VHF (Very High Frequency) Kanäle empfangen konnten, den Empfang von UHF-Kanälen zu ermöglichen. VHF und UHF sind zwei unterschiedliche Frequenzbänder für terrestrische Fernsehübertragungen. In den Anfängen des Fernsehens waren viele Fernsehgeräte nur für den VHF-Bereich ausgestattet, da die meisten Sendungen zu dieser Zeit auf VHF ausgestrahlt wurden. Aber mit der Zunahme der Anzahl der Fernsehsender und dem Bedarf an mehr Bandbreite wurden auch UHF-Frequenzen für Fernsehübertragungen genutzt.

 

Kanalwahl-Steuerungselemente

Im Bereich der Fernsehtechnik spielen Induktivitäten und Topfkreise eine wichtige Rolle, insbesondere bei der Abstimmung von Schwingkreisen im VHF- und UHF-Bereich. Induktivitäten dienen dazu, die Frequenzbereiche zu filtern und die Resonanzfrequenzen einzustellen. Topfkreise hingegen ermöglichen eine effektive Kopplung und Anpassung von Schwingkreisen. In den folgenden Bildern (Bild 3.02 und 3.03) werden die Konstruktion und die Funktionsweise dieser Bauteile im Detail dargestellt. Dabei wird auf die Verwendung von Spulen, Abstimmkapazitäten und speziellen Topfkreisen eingegangen. Es werden auch alternative Formen und deren Einfluss auf die elektrischen Eigenschaften betrachtet. Die Verwendung dieser Bauteile ist entscheidend für die Empfindlichkeit und das Rauschverhalten des Eingangsteils eines Fernsehempfängers.

 

3.02 Induktivitäten und Topfkreise im VHF-Bereich

 

Für die Induktivitäten von Schwingkreisen im VHF-Bereich werden kleine drahtgewickelte Spulen verwendet, die durch Hf-Eisenkerne abgeglichen werden. In einigen Ausführungen wurden auch Spulen in Form gedruckter Schaltungen eingesetzt. Früher wurden Drehkondensatoren als Abstimmkapazitäten verwendet, während heute Kapazitätsdioden genutzt werden. In seltenen Fällen kamen auch Variometeranordnungen zur Abstimmung zum Einsatz.

 

3.03 Induktivitäten und Topfkreise im UHF-Bereich

 

Für Abstimmkreise im UHF-Bereich, also im Dezimeterwellenbereich, kann die Spule L eines Schwingkreises zu einem kurzen Drahtbügel zusammengeschoben werden (siehe Bild 3.03b). Durch das Parallelschalten zweier solcher Drahtbügel wird der Induktivitätswert nochmals halbiert (siehe Bild 3.03c). Durch das Parallelschalten vieler solcher Drahtbügel und deren Anordnung um eine Kapazität entsteht ein zylindrischer Topfkreis (siehe Bild 3.03d). Bei einem Topfkreis verlaufen das elektrische und magnetische Feld nur im Inneren. Wenn der Topfkreis vollständig geschlossen ist, strahlt er nicht nach außen und seine Güte wird nur durch die Verluste im Inneren des Topfes bestimmt. Durch Versilbern der Innenfläche können die Verluste minimiert und gute elektrische Eigenschaften erzielt werden. Der Topf kann auch andere Formen haben, zum Beispiel als langgestreckter Quader (siehe Bild 3.03e). Diese Form von Topfkreisen wurde lange Zeit als Abstimmelemente für UHF-Tuner verwendet. Anfangs wurden Drehkondensatoren als Kapazität C verwendet, später dann Kapazitätsdioden. Um Spannungen einzukoppeln oder auszukoppeln, werden Sonden durch Öffnungen des Topfes eingeführt (siehe Bild 3.03f). Zwei benachbarte Topfkreise können durch einen Koppelschlitz in der gemeinsamen Wand zu einem Bandfilter kombiniert werden.

 

3.04 Kurgeschlossener 1/4-Leitungskreis

 

3.04 Offener 1/4-Leitungskreis 

 

Bild 3.04 und 3.05 zeigen die Funktionsweise von Leitungskreisen, die auf bestimmte Wellenlängen abgestimmt sind. Eine Doppelleitung von bestimmter Länge, die am Ende kurzgeschlossen ist (Bild 3.04a), bildet einen Parallelschwingkreis, der auf eine spezifische Wellenlänge abgestimmt ist. Dieser Kreis hat bei der Resonanzfrequenz einen hohen Widerstandswert und kann daher als Parallelresonanzkreis oder Sperrkreis für diese Frequenz verwendet werden.

Das scheinbar widersprüchliche Verhalten einer kurzgeschlossenen Leitung mit hohem Widerstandswert beruht auf dem Konzept von "stehenden Wellen" auf Leitungen, die genau ein Viertel oder eine Hälfte der Wellenlänge lang sind. Eine grobe Vorstellung davon kann man sich machen, indem man die parallelen Leitungsstücke als Kondensator und den Drahtbügel als Induktivität betrachtet (Bild 3.04b), was zur äquivalenten Schaltung in Bild 3.04c führt.

Eine Leitung von einem Viertel der Wellenlänge, die am Ende offen ist (Bild 3.05a), bildet hingegen einen Serienresonanzkreis für Schwingungen mit dieser Wellenlänge. Ein Serienresonanzkreis hat einen sehr geringen Widerstandswert bei der Resonanzfrequenz und wirkt daher als Saugkreis. Die Leitungen werden dabei als Induktivitäten und das offene Ende als Kapazität betrachtet (Bild 3.05b).

Diese Leitungskreise sind wichtige Bauteile in der Hochfrequenztechnik und finden Anwendung bei der Filterung und Anpassung von Signalen in bestimmten Frequenzbereichen.

 

3.06 Alternative einer Paralleldrahtleitung

 

Bild 3.06 zeigt eine alternative Methode zur Realisierung von Paralleldrahtleitungen, indem man Kupferfolien auf der Ober- und Unterseite einer isolierten Platine verwendet. Dabei wird eine Seite der Platine nicht als Leitung ausgebildet, sondern durch eine Massebelegung repräsentiert. Diese Technik wird als "Streifenleitung" bezeichnet und wird häufig in gedruckten Schaltungen, einschließlich Tunern, eingesetzt. Die englischen Begriffe "Stripe-Line" oder "Micro-Stripe-Line" sind ebenfalls gebräuchliche Bezeichnungen für diese Art von Leitung.

 

3.07 Verkürzte Leitungskreise 

Um die Größe des Tunergehäuses und die Schwierigkeiten beim Durchstimmen zu vermeiden, verkürzt man die Länge der Leitungskreise für eine bestimmte Wellenlänge im UHF-Bereich, z.B. 50 cm. Anstelle einer vollständigen 1/4-Leitung wird eine verkürzte Leitung eingesetzt, die in Form einer Drahtbügel-Induktivität vorliegt und mit einer variablen Kapazität abgestimmt werden kann (siehe Bild 3.07a). Bei Streifenleitungen, wie in Bild 3.07b dargestellt, wird häufig die Erdleitung weggelassen. Im Schaltbild erscheinen sie dann in vereinfachter Form, wie in Bild 3.07c gezeigt.

In jüngerer Zeit hat man begonnen, sehr kurze Streifenleitungen durch den Einsatz von zwei bis drei freitragenden Drahtwindungen zu verlängern. In Bild 3.07d wird schematisch ein UHF-Bandfilter in dieser Konfiguration gezeigt. Zwei zusätzliche kleine Leiterflächen dienen als Koppelkapazität Ck. Es ist jedoch nicht korrekt, in all diesen Anordnungen von Lambda/4-Technik zu sprechen, wie es oft der Fall ist, da die Leiterstrukturen erheblich kürzer sind. Sie stellen vielmehr konzentrierte Schaltelemente dar, ähnlich wie bei Spulen in anderen Schaltungen.

 

3.08 VHF-Tuner

 

Bild 3.08 zeigt das Prinzip der Diodenabstimmung, das sich als gängige Methode für Kanalwähler etabliert hat, anstelle der früheren Drehkondensator- oder Variometerabstimmung. In diesem Beispiel wird ein VHF-Tuner für die Bereiche I und III gezeigt. Die genauen Details der Schaltung werden hier vorerst nicht behandelt. Wesentlich ist jedoch, dass die beiden Kreise des durchstimmbaren Bandfilters sowie der Oszillatorkreis mithilfe von Kapazitätsdioden D1 bis D3 abgestimmt werden. Diese Dioden erhalten über Entkopplungswiderstände eine gemeinsame Gleichspannung vom Abstimmpotentiometer P. Es ist wichtig, dass diese Gleichspannung sehr stabil ist, da Spannungsschwankungen die Abstimmung beeinflussen könnten. In neueren Kanalwählern wird die Abstimmgleichspannung auch durch integrierte Schaltungen stabilisiert. Wenn mehrere Potentiometer vorhanden sind, die durch Tasten wahlweise eingeschaltet werden können, kann jedes Potentiometer auf einen anderen Kanal fest eingestellt werden, was einen Programmwähler mit Tastenbedienung ermöglicht.

 

3.09 Symmetriertransformatoren

 

Bild 3.09 zeigt die Eingangsschaltungen von Kanalwählern. Diese wurden lange Zeit für symmetrische Dipolantennen mit einem Strahlungswiderstand von 240 Ohm ausgelegt. Innerhalb der Schaltung wurde jedoch von den symmetrischen Eingangsklemmen auf einseitig geerdete Schaltungsstufen umgeschaltet. Aus diesem Grund wurden sowohl für VHF- als auch für UHF-Tuner Breitband-Eingangsübertrager verwendet, die den Widerstand von 240 Ohm symmetrisch auf 60 Ohm unsymmetrisch transformieren.

Nach Bild 3.09a besteht ein solcher Übertrager aus zwei bifilar gewickelten Spulensystemen. Dadurch entsteht elektrisch gesehen eine Konfiguration, bei der auf der 240-Ohm-Seite zwei Wicklungen in Reihe geschaltet sind und auf der 60-Ohm-Seite zwei Wicklungen parallel geschaltet sind (Bild 3.09b). Das Übersetzungsverhältnis beträgt somit 2:1, was einer Widerstandsübersetzung von 4:1 bzw. von 240 Ohm auf 60 Ohm entspricht.

 

3.10 Antennenkreis mit offener und geschlossener Stichleitung

 

Bild 3.11 Ersatzschaltung zu Bild 3.10

 

3.12 Dreiadrige Stichleitung in gedruckter Schaltung 

 

Bild 3.10 bis 3.12 zeigen Stichleitungen, die aus Hf-Leitungen bestehen. Diese Schwingkreise werden als "Stichleitungen" bezeichnet, da sie als langgestreckte Gebilde mit einem Ende an die restliche Schaltung angeschlossen werden.

Stichleitungen werden in UKW- und Fernsehempfängern verwendet, um Störsender auszusperren. Dazu wird eine Stichleitung, die als Saugkreis wirkt und als offene λ/4-Leitung ausgeführt ist, parallel zu den Antennenanschlüssen angeordnet und auf die Störfrequenz abgestimmt. Fernsehempfänger werden häufig durch Harmonische von UKW-Rundfunksendern oder UKW-Empfänger-Oszillatoren gestört. Nehmen wir als Beispiel die UKW-Frequenz 91,3 MHz, so beträgt die zweite Harmonische 182,6 MHz. Diese Frequenz liegt im Fernsehkanal 6 mit dem Bildträger bei 182,25 MHz und verursacht eine störende Moiré-Erscheinung im Bild. Um Abhilfe zu schaffen, müsste eine λ/4-Stichleitung folgende Länge haben: [Angabe der erforderlichen Länge fehlt in der Anfrage].

Solche Stichleitungen können beispielsweise in Antennenanlagen verwendet werden und können auf örtliche Störer abgestimmt werden. Auch Störstrahlungen von UKW-Rundfunkempfängern können problematisch sein. Die zweite Harmonische eines UKW-Oszillators fällt bei der üblichen Zwischenfrequenz von 10,7 MHz in den Frequenzbereich von 196...222 MHz (Bereich III).

Beispiel:
- UKW-Bereich: 87...100 MHz
- Oszillatorbereich: 87 + 10,7...100 + 10,7 = 98...111 MHz
- Zweite Harmonische: 196...222 MHz

Die UKW-Komponente eines Empfängers erfordert bestimmte Vorkehrungen, um die Störstrahlung innerhalb der vorgegebenen Grenzwerte zu halten. Dies wird durch Maßnahmen wie Abschirmung, Verkabelungsoptimierung und geeignete Erdung erreicht. Zusätzlich wurden bei einigen UKW-Rundfunkempfängern spezifische Maßnahmen ergriffen:

- Eine offene 1/4-Leitung, die auf das Frequenzband der zu unterdrückenden Störstrahlung abgestimmt ist, wird parallel zu den Antennenklemmen platziert. Diese Leitung verhält sich wie ein Kurzschluss für die betreffenden Frequenzen.
- Zwischen den Antennenklemmen und der eigentlichen Antennenspule befindet sich eine weitere 1/4-Leitung, die für dasselbe Frequenzband ausgelegt ist. Aus der Perspektive des Oszillators wirkt diese Leitung wie ein kurzgeschlossenes Element. Der Kurzschluss wird durch den Saugkreis erzeugt, der sich an den Antennenklemmen befindet. Eine kurzgeschlossene 1/4-Leitung fungiert jedoch als Sperrkreis. Daher werden die Störfrequenzen, die vom Oszillator ausgehen, zunächst durch diesen Sperrkreis blockiert, bevor sie die Antenne erreichen. Etwaige verbleibende Signale werden durch den Saugkreis zusätzlich kurzgeschlossen. Das Schaltbild in Bild 3.11 stellt diese Konfiguration dar, wobei aus Verständnisgründen eine unsymmetrische Darstellung gewählt wurde.

Im ursprünglichen Gerät ist die Antennenspule mit einer Mittelanzapfung für den AM-Empfang ausgestattet. Die Leitung, die zur Mittelanzapfung führt, wurde ebenfalls entstört, um mögliche Störungen zu reduzieren. Dies führte zur Bildung von drei Leitungspaaren, die zu drei dreieckig angeordneten Drähten zusammengefasst wurden. Es wurde eine gedruckte Schaltung entwickelt, die diese drei Drähte nachbildet und durch Biegungen in ihrer Länge reduziert. Dank der präzisen Herstellung der gedruckten Schaltung ist dieses Konstrukt immer exakt auf die zu unterdrückende Frequenz abgestimmt.

Die Lambda/4-Leitungen haben keine Auswirkungen auf den normalen UKW-Empfang, da der Sperrkreis für die Empfangsfrequenz lediglich ein längeres Stück Antennenkabel ist, das hauptsächlich für den Energietransport dient. Der Saugkreis fungiert im UKW-Bereich lediglich als Kapazität, die in die Abstimmung des Eingangskreises einbezogen wird. Bild 3.10 veranschaulicht ein einfaches Beispiel für die Verwendung von Lambda/4-Leitungen, während Bild 3.12 eine praktische Umsetzung zeigt.

 

Eingangsstufen für die Kanalwahl

Dieses Beispiel aus der älteren Röhrentechnik illustriert deutlich die grundlegenden Prinzipien von UHF-Eingangsstufen. Es nutzt die Abschirmung des Gitters, um den Eingangskreis und das nachfolgende durchstimmbare Bandfilter effektiv voneinander zu entkoppeln.

 

3.21 Gitterbasisstufe in Röhrentechnik 

 

Die Abschirmkammern dieses Bausteins sind als Topf- und Leitungskreise ausgeführt. Der symmetrische 240-Q-Antenneneingang wird durch die Umroegleitung LI, L2 und einen x-Kreis C1, L3, C2 an den unsymmetrischen Katodeneingang der Röhre Rö1 (ca. 100 fi) angepasst. Röhren, die für Gitterbasis-Stufen vorgesehen sind, verfügen über zwei Gitteranschlüsse, um eine effektive Verbindung zur Abschirmwand herzustellen. Dadurch wird eine unerwünschte Schwingneigung verhindert und die Bandbreite des Anodenkreises konstant gehalten. Der Anodenkreis, bestehend aus der Induktivität L4, ist mit einem weiteren Abstimmkreis, der Induktivität L5, zu einem Bandfilter kombiniert. Die Kreise koppeln über einen Schlitz in der Abschirmwand miteinander. Trimmerkondensatoren sind zwischen dem Innenleiter der Topfkreise und der Wand des Topfkreises geschaltet, um den Gleichlauf der Kreise an zwei Stellen innerhalb des Bereichs einzustellen. Eine Koppelschleife L6 führt das verstärkte Eingangssignal zur Katode der nachfolgenden Röhre Rö2, die ebenfalls als Gitterbasisschaltung arbeitet.

 

3.22 VHF-Vorstufe in Basisschaltung mit Aufwärtsregelung

 

Die Transistorvorstufen in Basisschaltung werden ebenfalls in der Transistorbestückung angewendet, da dadurch der Eingangs- und Ausgangskreis besser entkoppelt werden können. In Bild 3.22 wird eine Transistorvorstufe für den Bereich I und III gezeigt. Ein Vorkreis in π-Schaltung mit der Induktivität L1 befindet sich in der Eingangsleitung. Der Transistor AF 109 arbeitet in Basisschaltung. Die Betriebsspannung von 4-12 V wird über den 1-kOhm-Emitterwiderstand zugeführt. Der Kollektor ist über die Drossel Dr mit Masse verbunden. Der Basisspannungsteiler, bestehend aus 18 kOhm und 6,8 kOhm, könnte einfach an +12 V angeschlossen werden. In diesem Fall wird jedoch die Leitung für die automatische Verstärkungsregelung (AVR) genutzt, die in den folgenden Bildern behandelt wird. Der Ausgangskreis besteht aus der Spule L2 und den in Serie geschalteten Kapazitäten 8 pF und 20 pF.

 

3.23 UHF-Vorstufe mit Aufwärtsregelung

 

In Bild 3.23 wird die Ausführung eines UHF-Tuners dargestellt. Die Antennenimpedanz von 240 Ohm wird über eine 1/2-Umwegleitung an den unsymmetrischen Eingang der Schaltung angepasst. Die Spule L3 sorgt für eine gleichmäßigere Frequenzgangübertragung über den gesamten Bereich. Die Betriebsspannung wird ebenfalls über einen 1-kOhm-Widerstand dem Emitter zugeführt. Ein Basisspannungsteiler ist ebenfalls vorgesehen. Die Leitung vom Widerstand R2 wird für maximale Verstärkung ebenfalls an +12 V angeschlossen. Um die Verstärkung zu reduzieren, wird diese Spannung jedoch um den Betrag AU verringert. Im Kollektorkreis des Eingangstransistors befindet sich ein abstimmbarer Leitungskreis mit der Induktivität L. Die Kopplung zur folgenden Spule erfolgt durch zwei Koppelschlitze in der Wand des Topfkreises. Anstelle des Drehkondensators C kann auch eine Kapazitätsdiode eingesetzt werden.

 

3.24 Pruinzipschaltung Aufwärtsregelung

 

Die automatische Verstärkungsregelung wird in Empfängereingangsschaltungen eingesetzt, um unterschiedliche Antennenspannungen der Sender auszugleichen und Übersteuerungen der nachfolgenden Stufen zu vermeiden. Sie reduziert auch die Gefahr von Kreuzmodulationen und gewährleistet eine gleichbleibende Aussteuerung der Bildröhre beim Fernsehempfänger.

Die Verstärkungsregelung bei Eingangstransistoren in Basisschaltung erfolgt in der Regel nach dem Prinzip der Rückkopplung, wie in Bild 3.24 gezeigt. Wenn die Verstärkung verringert werden soll, erhöht man den Kollektorstrom und verringert gleichzeitig die Spannung zwischen Kollektor und Emitter. Dazu wird ein Emitterwiderstand R1 hinzugefügt. Die Widerstände R2 und R3 bilden den üblichen Basis-Spannungsteiler, wobei der Schleifer des Potentiometers P ganz nach links geschoben ist, um den Arbeitspunkt des Transistors auf maximale Verstärkung einzustellen.

Durch Verschieben des Schiebereglers des Potentiometers nach rechts wird die Basis negativer gemacht, was bei einem pnp-Transistor bedeutet, dass er aufgesteuert wird und der Kollektorstrom größer wird. Dadurch erhöht sich auch der Spannungsabfall am relativ hohen Emitterwiderstand R1. Die Spannung zwischen Emitter und Kollektor des Transistors wird somit kleiner. Im Extremfall liegt die Basis nahe am Kollektorpotential, was bedeutet, dass zwischen Basis und Kollektor eine kleine Spannung besteht, aber ein großer Strom fließt. Dies entspricht einem kleinen Ausgangswiderstand ra des Transistors, da ein großer Strom bei geringer Spannung nur fließen kann, wenn der zugehörige Widerstandswert klein ist. Ähnliches, wenn auch in geringerem Maße, gilt für den Eingangswiderstand r0.

 

3.25 Verstärkungsänderung

 

Um den Ausgangskreis der Schaltung zu dämpfen und die Verstärkung zu verringern, wird der Ausgangswiderstand des Transistors stark reduziert. Um diesen Effekt gleichmäßig zu gestalten, wurden spezielle Regeltransistoren entwickelt. In Bild 3.25 ist das Verhalten eines solchen Transistors in einer Schaltung mit Aufwärtsregelung dargestellt. Wenn der Kollektorstrom Ic erhöht wird, indem die Spannung Ucb zwischen Kollektor und Basis verringert wird, ändert sich die Verstärkung insgesamt um etwa -40 dB. Die Aufwärtsregelung des Transistors hat den Vorteil, dass bei größeren Kollektorströmen, also im herabgeregelt Zustand, größere Eingangsspannungen besser verarbeitet werden können, da sich der Aussteuerungsbereich mit zunehmender Regelung vergrößert. Dies wird in Bild 3.26 für eine Schaltung mit dem Transistor AF139 dargestellt. Bei maximaler Verstärkung und einer Herabregelung von etwa -6 dB sind Antennenspannungen von bis zu etwa 20 mV ohne störende Verzerrungen zulässig. Bei einer Herabregelung von -16 dB bis -20 dB können dem Eingang jedoch Antennenspannungen von 80 bis 90 mV zugemutet werden.

 

3.26 Zulässige Antennenspannung für einen Hf-Transistor

 

Die zur Regelung erforderliche Steuerspannung wird aus dem ZF-Verstärker gewonnen, jedoch nur aus den Synchronimpulsen. Diese werden durch Ausfiltern aus dem genormten Signal extrahiert (sogenannte "getastete Regelung", Bild 8.43).

 

3.27 Flußwiderstand r einer pin-Diode in Abhängigkeit vom Flußstrom If

 

Eine alternative Methode, um hohe Eingangsspannungen bereits vor der ersten Stufe zu regeln, besteht darin, ein Dämpfungsglied aus Pin-Dioden zu verwenden. Eine Pin-Diode ist ein Halbleiterbauelement, bei dem sich zwischen der p-Zone und der n-Zone eine zusätzliche intrinsische Zone aus hochreinem Germanium befindet. In Bild 3.27 ist der Flusswiderstand Tf einer solchen Diode vom Strom If abhängig dargestellt.

 

3.28 Dämpfungsglied aus drei Widerständen/Potis

 

Drei solcher Dioden werden zu einem Widerstandsnetzwerk oder Dämpfungsglied gemäß Bild 3.28 geschaltet und so gesteuert, dass der Wert von D1 steigt, während die Werte von D2 und D3 sinken, und umgekehrt. Dadurch kann eine am Eingang zugeführte Spannung effektiv reduziert werden, während der Eingangs- und Ausgangswiderstand des Dämpfungsgliedes nahezu konstant bleiben.

 

3.29 Die Widerstände sind durch pin-Dioden ersetzt worden

 

Bild 3.29 zeigt die Bemessung des Dämpfungsgliedes für den VHF- und UHF-Bereich.

Wenn ein positiver Steuerstrom von 10 mA dem Punkt A zugeführt wird, fließt er durch die Diode D1 und den Widerstand R1. Die Diode wird niederohmig (Tf = 6 Ω), und es entsteht eine Teilspannung an R1.

U = I * R = 10 * 10^-3 * 1.5 * 10000 = 15V

Die beiden anderen Dioden D2 und D3 sind von Punkt B aus über die Drosseln und den Widerstand R1 mit +10 V vorgespannt. Jedoch liegt parallel zu dieser Spannung eine entgegengesetzte Spannung von 15V am Widerstand R1 an. Die Dioden erhalten also eine Sperrspannung von 5 V. Dadurch sind sie hochohmig gesteuert, d.h. die Querwiderstände des Dämpfungsgliedes sind hoch, und die volle Eingangsspannung wird übertragen. 

Wenn die Stromversorgung an Punkt A unterbrochen wird, fließt ein Strom vom Punkt B in Vorwärtsrichtung durch die beiden Dioden D2 und D3 und macht sie niederohmig. Gleichzeitig sperrt der entstehende Spannungsabfall über R1 die Diode D1 und macht sie hochohmig. Dadurch ergibt sich eine Dämpfung von mehr als 35 dB bei Frequenzen bis zu 800 MHz. Durch Variation des Steuerstroms am Punkt A können Zwischenwerte eingestellt werden. Dieses Dämpfungsglied wird vor den Kanalwähler geschaltet und in die richtige Richtung mit Regelströmen aus dem Zf-Verstärker gesteuert. Es kann hochfrequente Eingangsspannungen bis zu 1 V verarbeiten, ohne dass störende Kreuzmodulationen oder Übersteuerungen auftreten.

Eine andere Entwicklungsmöglichkeit besteht darin, die Kreuzmodulationsfestigkeit von Kanalwählern durch den Einsatz von Feldeffekttransistoren zu verbessern.

 

Mischstufe  

Um sowohl das Bild- als auch das Tonsignal gleichzeitig zu empfangen, werden im Fernsehempfänger zwei Zwischenfrequenzen erzeugt. Dabei wird jedoch nur eine Oszillatorfrequenz verwendet. Dies spart Schaltungselemente und hat den Vorteil, dass nur eine gemeinsame Abstimmung erforderlich ist. Es wäre lästig, separate Feinabstimmungen für Bild und Ton vornehmen zu müssen, insbesondere aufgrund der unvermeidlichen kleinen Frequenzschwankungen der Oszillatoren.

3.31 Frequenzumsetzung 

 

Bild 3.31 zeigt die Frequenzumsetzung im Eingangsteil eines Fernsehempfängers. Dabei wird ein gemeinsamer Oszillator für Bild und Ton verwendet. Das Antennensignal wird über einen Hochfrequenzverstärker verstärkt und gelangt dann in einen Mischstufenkreis. Dort wird es mit der Oszillatorfrequenz gemischt, wodurch zwei Zwischenfrequenzen entstehen: eine für das Bildsignal und eine für das Tonsignal. Die Zwischenfrequenzen liegen typischerweise im Bereich von einigen zehn Megahertz.

Die erzeugten Zwischenfrequenzen werden dann durch separate Bandpassfilter gefiltert, um unerwünschte Frequenzen zu unterdrücken. Anschließend gelangen sie in die entsprechenden Zwischenfrequenzverstärker, die das Signal weiter verstärken. Die demodulierten Bild- und Tonsignale werden schließlich getrennt weiterverarbeitet, um das Bild auf dem Bildschirm anzuzeigen und den Ton wiederzugeben.

Durch die Verwendung eines gemeinsamen Oszillators für Bild und Ton wird die Bedienung des Fernsehempfängers vereinfacht, da nur eine einzige Abstimmung erforderlich ist. Dies ermöglicht eine bequeme Einstellung und optimale Wiedergabe von Bild und Ton.

 

3.32 Frequenzlage der Frequenzskala

 

Bild 3.32 zeigt die Lage der Trägerfrequenzen im VHF-Bereich eines Fernsehempfängers. Ein konkretes Zahlenbeispiel verdeutlicht, wie die beiden Zwischenfrequenzen zustande kommen. Der Oszillator schwingt mit einer Frequenz (O), die oberhalb der Empfangsfrequenzen für den Ton (ETon) und das Bild (Eßild) liegt. Die Zwischenfrequenzen ergeben sich als Differenz zwischen der Oszillatorfrequenz und den Empfangsfrequenzen.

Die Oszillatorfrequenz ist die Summe aus der Empfangsfrequenz und der zugehörigen Zwischenfrequenz. Für den Fernsehkanal 9 mit ETon = 208,75 MHz und Eßild = 203,25 MHz und einer Oszillatorfrequenz O = 242,15 MHz ergeben sich folgende Zwischenfrequenzen:

ZfTon = O - ETon = 242,15 - 208,75 = 33,4 MHz
Zfßild = O - Eßild = 242,15 - 203,25 = 38,9 MHz

Es ist zu beachten, dass im HF-Teil die Frequenz des Tonträgers höher als die des Bildträgers ist. Die Oszillatorfrequenz liegt über den Empfangsfrequenzen, und im ZF-Teil ist die Frequenz des Tonträgers niedriger als die des Bildträgers.

Es ist wichtig, dass die Vorfilter und ZF-Verstärker die gesamte Bandbreite des modulierten Signals übertragen können, nicht nur die beiden Frequenzen des Ton- und Bildträgers, die 5,5 MHz voneinander entfernt sind. Daher müssen sie über eine entsprechende Durchlassbreite verfügen.

 

3.33 Frequenzlage beim Empfang von Kanal 26

 

Bild 3.33 zeigt die Lage der Trägerfrequenzen im UHF-Bereich eines Fernsehempfängers. Der UHF-Oszillator arbeitet nach dem gleichen Prinzip wie der VHF-Oszillator. Als Beispiel nehmen wir den Kanal 26 mit einem Bildträger von 511,25 MHz und einem Tonträger von 516,75 MHz. Die Umsetzung erfolgt auf die gleichen Zwischenfrequenzen von 33,4 MHz und 38,9 MHz. Daraus ergibt sich eine Oszillatorfrequenz von:

O = 511,25 + 38,9 = 550,15 MHz

Bild 3.33 zeigt die Frequenzlage im UHF-Bereich. Die Frequenzvariation des UHF-Oszillators beträgt:

470 + 38,9 = 508,9 MHz
790 + 38,9 = 828,9 MHz, also im Verhältnis 10 : 830 = 1 : 1,63.

Zurückblickend auf die Röhrentechnik werden noch zwei häufig verwendete Mischstufen besprochen, die gleichzeitig die wichtigsten Grundschaltungen verdeutlichen:

- Mischstufe mit getrenntem Oszillator
- Selbsterregte Mischstufe

 

3.34 Oszillatorstufe mit PCF82 Röhre

 

Bild 3.34 zeigt eine Pentoden-Mischstufe für den VHF-Bereich. Bei UKW-Rundfunk wird generell die Verwendung von additiven Mischschaltungen aufgrund ihrer höheren Mischsteilheiten und geringeren Rauschens bevorzugt. Dies gilt insbesondere für Fernsehfrequenzen um 200 MHz. Obwohl auch selbsterregte Mischröhrenschaltungen möglich wären, ermöglicht die Verwendung eines getrennten Oszillators die unabhängige Einstellung der Schwingungserzeugung und Mischung auf optimale Werte. Die Schwingungen werden in der Regel in einer kapazitiven Dreipunktschaltung nach Colpitts erzeugt.

Das Beispiel in der Abbildung zeigt eine Pentoden-Mischstufe mit einem separaten Triodenoszillator, der mit einer Röhre vom Typ PCF realisiert ist. Die Oszillatorspannung gelangt über einen 1-pF-Kondensator zum Steuergitter der Mischröhre. Die Amplitude wird so gewählt, dass die Mischröhrenkennlinie vollständig durchgesteuert wird. Die Vorspannungen für die Mischröhre und den Oszillator werden durch Widerstände im Gitterkreis erzeugt.

 

3.35 Röhrenbestückung der UHF-Mischstufe

 

Bild 3.35 zeigt eine Trioden-Mischstufe für den UHF-Bereich. In diesem Frequenzbereich bietet die Pentodenmischung keine Vorteile, daher wird eine selbsterregte Mischtriode in Gitterbasis-Schaltung verwendet. Der Oszillatorkreis liegt parallel zum Zf-Kreis an der Anode und ist über einen 6,8-pF-Kondensator lose gekoppelt, um den Zf-Kreis während der Durchstimmung möglichst wenig zu beeinflussen. Die UHF-Drossel Dr sorgt dafür, dass der Innenleiter des Topfkreises für die Zwischenfrequenz kurzgeschlossen wird, so dass Änderungen der Kapazität des Abstimmkondensators keine Auswirkungen auf den Zf-Kreis haben können. Der Oszillator schwingt in einer Colpitts-Schaltung über die internen Kapazitäten der Röhre. Der Arbeitspunkt der Mischtriode wird durch den 220-Ohm-Kathodenwiderstand eingestellt. Der Zf-Ausgangskreis ist als Tiefpassfilter ausgeführt, und die Zf-Spannung wird kapazitiv am Fußpunkt ausgekoppelt. Diese Schaltung ergänzt das zuvor gezeigte Bild 3.21.

 

3.36 Transistor-Rückkopplungsschaltung für Hochfrequenzen

 

Bild 3.36 zeigt eine Transistor-Rückkopplungsschaltung für hohe Frequenzen. Bei hohen Frequenzen arbeitet die Basisschaltung des Transistors immer noch in der gewohnten Weise, jedoch ist der Kollektorstrom iC im Allgemeinen gegenüber der Basisspannung uB phasenverschoben. Mit einer herkömmlichen Rückkopplung vom Kollektor zum Basisstromkreis könnte daher keine Oszillatorschaltung aufgebaut werden, da die Phasenbedingung nicht erfüllt wäre. Stattdessen wird die in Bild 3.36a dargestellte Prinzipschaltung verwendet.

Die am Basiskreis anliegende Steuerspannung uB erzeugt einen um 90 Grad phasenverschobenen Strom iC durch den Kollektorschwingkreis. Die Spannung uC am Kreis ist jedoch in Phase mit iC, da sich der Schwingkreis bei seiner Resonanzfrequenz wie ein Wirkwiderstand verhält. Diese Spannung uC treibt über den sehr kleinen Rückkopplungskondensator Ck (0,3...2 pF) einen Rückkopplungsstrom iR zurück zum Basiskreis. Da der Eingangswiderstand re des Basiskreises sehr niederohmig ist, wird der Strom iR hauptsächlich durch den kapazitiven Blindwiderstand bestimmt. Der Blindstrom eines Kondensators eilt der erzeugten Spannung uC voraus. Die Kapazität des Kondensators ist so gewählt, dass eine Phasenvoreilung von etwa 90 Grad entsteht. Dadurch eilt auch die von iR am Eingangswiderstand re erzeugte Spannung um fast 90 Grad vor. Die Phasenverschiebung im Transistor ist dadurch aufgehoben, und die am Basisanschluss ankommende Rückkopplungsspannung ist tatsächlich wieder in Phase mit der ursprünglichen Steuerspannung uB. Sie verstärkt diese Spannung, und der Transistor beginnt zu schwingen.

Bei UHF-Oszillatoren kann der Rückkopplungskondensator Cr manchmal als einseitig angelöteter Draht (Bild 3.36b) ausgeführt werden. In einigen Fällen reichen sogar die Verdrahtungskapazitäten und die internen Kapazitäten des Transistors für die Rückkopplung aus, so dass sie im Schaltbild nicht dargestellt werden. In anderen Geräten wird ein Rückkopplungskondensator in Form eines Trimmers verwendet.

 

3.37 VHF-Mischer mit getrenntem Oszillator

 

Bild 3.37 zeigt die Anordnung einer Transistor-Mischstufe in einem VHF-Baustein mit zwei Transistoren AF 106. Der Mischtransistor arbeitet hier in Emitterschaltung. Die Empfangsfrequenz wird an die Basis angelegt, während die Oszillatorfrequenz dem Emitter zugeführt wird. Das Potential des Emitters wird zu diesem Zweck durch eine Drossel angehoben. In anderen Konfigurationen wird die Oszillatorspannung über eine kleine Kapazität zusammen mit der Empfangsfrequenz an die Basis angelegt. Bei dieser Anordnung erfolgt eine additive Mischung der beiden Frequenzen im Transistor, und die Zwischenfrequenz wird über eine UHF-Drossel am Kollektor ausgekoppelt.

 

3.38 UHF Mischstufe

 

Bild 3.38 zeigt eine selbstschwingende Mischstufe für den UHF-Bereich. Hier wird die Mischstufe selbstschwingend betrieben, was bedeutet, dass der Oszillator in der Mischstufe integriert ist. Die Schwingungserzeugung und Mischung finden innerhalb des Transistors statt. Der Eingangskreis wird in Gitterbasisschaltung betrieben, während der Oszillatorkreis parallel zum ZF-Kreis an der Anode liegt. Die Kopplung zwischen beiden Kreisen erfolgt über eine lose Kopplung von etwa 6,8 pF, um den ZF-Kreis beim Durchstimmen möglichst wenig zu beeinflussen. Eine UHF-Drossel am Kollektor schließt den Innenleiter des Topfkreises für die Zwischenfrequenz gegen das Gehäuse kurz, um sicherzustellen, dass Änderungen der Abstimmkapazität sich nicht auf den ZF-Kreis auswirken. Die Oszillation findet in einer Colpitts-Schaltung über die internen Kapazitäten des Transistors statt. Der Arbeitspunkt der Mischstufe wird durch den 220-Ohm-Kathodenwiderstand eingestellt. Der ZF-Ausgangskreis ist als Tiefpassfilter ausgeführt, und die ZF-Spannung wird kapazitiv am Fußpunkt ausgekoppelt. Diese Schaltung ergänzt Bild 3.21.

 

3.39 Automatische Feinabstimmung

 

Bild 3.39 zeigt die Anordnung der elektronischen Scharfabstimmung oder automatischen Frequenzregelung, die auf bekannten Konfigurationen von Rundfunkempfängern basiert. Eine Kapazitätsdiode wird parallel zum Oszillatorschwingkreis geschaltet und von der ZF-Demodulatorschaltung gesteuert, um automatisch die richtige Zwischenfrequenz einzustellen. Das Bild stellt diese Nachstimmdioden für einen UHF- und einen VHF-Oszillator mit Drehkondensatorabstimmung dar. Bei der Diodenabstimmung kann die Scharfabstimmungsregelung überlagert werden, sodass dieselbe Diode sowohl die Hauptabstimmung als auch die automatische Scharfabstimmung übernimmt.

 

VHF- und UHF-Tuner

Der Tuner ist eine Baugruppe, die vom Fernsehteilnehmer oft bedient werden muss. Im Laufe der Zeit wurden verschiedene Konstruktionen entwickelt, um diese Bedienung zu vereinfachen und die Fortschritte in der Halbleitertechnik zu nutzen. Frühe Ausführungen erforderten eine manuelle Abstimmung auf einen anderen Sender. Dann kamen die sogenannten Speichertuner auf den Markt, bei denen die Abstimmung über mechanische Tastenprogrammierung erfolgen konnte. Schließlich führte die Diodenabstimmung zu einer Vereinfachung der Mechanik, da nur noch Gleichstromleitungen geschaltet werden mussten. Dies hatte auch den großen Vorteil, dass der Tunerbaustein an der elektrisch optimalen Stelle im Gerät platziert werden konnte und nicht mehr unmittelbar an der Frontplatte sitzen musste.

Es gibt immer noch zwei gängige Prinzipien für den Aufbau von Tunern: separate VHF- und UHF-Tuner mit jeweils eigener Transistorbestückung und Kombi-Tuner, bei denen die Transistoren für beide Bereiche arbeiten. Im Folgenden werden Beispiele für Einzeltuner besprochen.

 

3.41 VHF-Transistor Tuner 

 

Das Schaltungsbeispiel in Bild 3.41 zeigt einen VHF-Transistortuner mit Diodenabstimmung und offenbart zwei wichtige Merkmale:

1. Innerhalb des VHF-Tuners muss zwischen den Bereichen I und III umgeschaltet werden. Das Bild zeigt die Schalterstellung für Bereich I.

2. Dieser Tuner verwendet einen abstimmbareren Eingangskreis. Insgesamt werden also vier Kreise durchgestimmt. Andere Kanalwähler besitzen lediglich einen Breitbandübertrager im Eingang und drei durchstimmbare Kreise. Es gibt unterschiedliche Ansichten über die Vor- und Nachteile der jeweiligen Lösung.

Die Schaltung besteht aus einer Vorstufe mit automatischer Verstärkungsregelung (AVR), einer Mischstufe und einem Oszillator. Alle vier Kreise werden mithilfe von Siliziumdioden (BA 121) gestimmt, die in Sperrrichtung betrieben werden. Die Induktivitäten im Eingang und im Bandfilter zwischen Vorstufe und Mischstufe bestehen jeweils aus zwei Teilspulen. Für Bereich III wird zusätzlich die untere Teilspule aktiviert. Im Oszillator sind separate Kreise für die Bereiche I und III vorgesehen. Die Kapazitätsdioden werden über Entkopplungswiderstände von der Abstimmgleichspannung A gesteuert. Um einen Gleichlauf zwischen den Vorkreisen und dem Oszillator zu gewährleisten, muss die Abstimmdiode mit unterschiedlichen Spannungswerten betrieben werden. Dazu wird die Emitterspannung durch einen Vorwiderstand von 3 kOhm stark abgesenkt und die Diode erhält eine geringere Steuerspannung durch das Vorschalten eines 47 kOhm Widerstands. Die Abstimmung erfolgt ähnlich wie bei einem Rundfunkempfänger mithilfe von Trimmern und Spulenkernen etwa in den Bereichsenden.

 

3.42 elektronische Bereichumschaltung

 

Die mechanischen Umschaltkontakte innerhalb eines Tuners können durch Schaltdioden ersetzt werden, um ein Schaltgestänge am Tunerbaustein zu vermeiden und den Tuner an der optimalen Stelle im Gerät zu platzieren. Die Schaltdioden werden über unkritische Gleichstromleitungen gesteuert.

Bild 3.42 zeigt das Prinzip der elektronischen Bereichsumschaltung bei einem VHF-Bandfilter. In der dargestellten Schalterstellung werden +12 V an die Anoden der Dioden D1 und D2 angelegt. Dadurch leiten die Dioden und schließen die unteren Spulenteile über je eine Kapazität von 1 nF kurz, was bedeutet, dass Bereich III empfangen wird. Im Bereich I werden die Schaltdioden durch eine Spannung von -12 V in den hochohmigen Sperrzustand gesteuert. Die Kurzschlüsse über 1 nF entfallen, und die unteren Spulenteile werden aktiv. Beide Kreise werden zudem elektronisch mit Kapazitätsdioden D3 und D4 abgestimmt.

 

3.43 Selbstschwingende Mischstufe 

 

Im VHF-Tuner Typ VD1 von Valvo erfolgt eine automatische Bereichsumschaltung während des Durchfahrens der Abstimmgleichspannung. Bild 3.43 zeigt die Oszillatorstufe dieser Schaltung. Für Bereich I ist der Schwingkreis mit der Diode D1 und der Induktivität L1 aktiv, während für Bereich III D2 und L2 arbeiten. Die Abstimmspannung durchläuft einen Bereich von 1 V bis 30 V.

Die Schaltung ist so ausgelegt, dass bei Spannungen von 1 V bis 4,5 V der Bereich I durchlaufen wird. Bei einer Phasendrehung im Rückkopplungsweg (Gl - C2 - L3) fallen die Schwingungen aus. Der Oszillator setzt aus und beginnt erst bei 8 V Abstimmspannung über den Kreis D2 - L2 und den Rückkopplungsweg (C4 - C3) wieder zu schwingen. Dies geschieht, weil zu diesem Zeitpunkt die richtige Phasenlage für die Rückkopplung des Schwingkreises erreicht ist.

 

3.44 VHF-Tuner Schaltung

 

Das Bild 3.44 zeigt die Gesamtschaltung eines VD1 VHF-Tuners mit selbsttätiger Bereichsumschaltung. Dieser Tuner verfügt über zwei separate Eingangskanäle für die Bereiche I und III. Jeder Kanal hat ein eigenes Bandfilter mit Diodenabstimmung. Beide Filter werden von derselben Abstimmgleichspannung gesteuert, so dass zuerst Bereich I mit einer Spannung von 1,0...4,5 V und dann Bereich III mit einer Spannung von 8...30 V durchgestimmt wird. Der Oszillator arbeitet wie zuvor beschrieben.

Beim Durchstimmen des Tuners wird zuerst Bereich I "scharf gemacht", da nur dann, wenn die Eingangsfrequenz und die Oszillatorfrequenz die richtige Zwischenfrequenz ergeben, das Gerät funktionieren kann. Beim weiteren Durchstimmen bilden dann die Eingangsfrequenzen aus Bereich III zusammen mit dem Oszillator die geeigneten Zwischenfrequenzen für den Empfang.

Trotz des zusätzlichen Aufwands an Abstimmdioden vereinfacht sich die Schaltung im Vergleich zu Bild 3.41 durch den Wegfall der mechanischen Schaltermechanik. Weitere Details der Schaltung sind wie folgt:

- Der VHF-Eingang ist für die neuen 75-Ohm-Antennenbuchsen ausgelegt.
- Anstelle von Vorkreisen ist in jedem Bereich ein passend dimensioniertes Breitband-Eingangsfilter vorhanden.
- Zwei antiparallel geschaltete Dioden begrenzen Überspannungen durch statische Aufladungen der Antennen, z. B. bei Gewittern.
- Die Verstärkung der beiden Eingangstransistoren wird von derselben Regelspannung gesteuert.

 

3.45 UHF-Tuner Typ UD1 Schaltung

 

Das Bild 3.45 zeigt die Schaltung des UHF-Tuners UD1 mit Diodenabstimmung. Nach dem Eingangssignal folgt ein Hochpassfilter, um das Eindringen von UKW- und VHF-Frequenzen zu verhindern. Der Eingangstransistor ist geregelt und dahinter befindet sich ein Bandfilter mit den Kapazitätsdioden D3 und D4.

Der zweite Transistor fungiert als selbstschwingende Mischstufe. Der ZF-Ausgang ist so ausgelegt, dass er ohne gegenseitige Beeinflussung mit dem Ausgang des VHF-Teils verbunden werden kann. Für den Übergang vom VHF- auf den UHF-Bereich muss lediglich die Betriebsspannung umgeschaltet werden. Im Gegensatz zu VHF-Tunern werden in diesem UHF-Tuner keine Topf- oder Leitungskreise verwendet, sondern kleine abgleichbare drahtgewickelte Spulen.

 

3.46 Blockschaltung Kombi-Tuners

 

Das Bild 3.46 zeigt das Prinzip eines Einblock-Tuners oder Kombi-Tuners mit Vorkreisabstimmung und umschaltbaren getrennten Spulensätzen für verschiedene Bereiche. Die Induktivitäten im UHF-Teil bestehen aus Leitungskreisen, während für die Bereiche I und III die üblichen Spulensätze verwendet werden.

Der Tuner verfügt über Abstimmkondensatoren, die für alle Bereiche wirken, was ihn für fest einstellbare Programmwähler geeignet macht. Lediglich für die Bereichumschaltung muss eine geeignete Kontaktanordnung getroffen werden. Durch Umschalten der Spulensätze und entsprechende Kontaktanpassungen können verschiedene Frequenzbereiche empfangen werden.

 

3.47 Kombi Tuner Schaltung

 

Das Bild 3.47 zeigt die Schaltung des Kombi-Tuners Typ 169 von NSF-Telefunken. Die Umschaltung auf die drei Bereiche I, III und IV (bzw. UHF) erfolgt durch einen zentral angeordneten Schiebeschalter mit insgesamt sieben Kontaktstücken. Die Antennensignale werden über Breitbandfilter zum Vorstufentransistor TI geleitet, dessen Verstärkung durch die Spannung Ur geregelt wird. Anschließend folgen durchstimmbare Bandfilter, wobei das UHF-Bandfilter in Streifenleiterausführung ausgeführt ist. Der Transistor T2 fungiert als Oszillator, während der Transistor T3 für die Mischung von Empfangs- und Oszillatorspannung zuständig ist. Die ZF-Spannung wird am Kollektor von T3 abgenommen. Die Meßpunkte Mp sind für die Überprüfung und den Abgleich der UHF-, VHF- und ZF-Schaltungen vorgesehen.

 

3.48a Mechanischer Aufbau des Tuners Typ 169

 

3.48b Kammer mit UHF-Bandfilter

 

Diese Schaltung ist in einem Mehrkammerngehäuse gemäß Bild 3.48a untergebracht. Der Bereichschalter und die UHF-Streifenleitungen sind deutlich erkennbar. Die UHF-Streifenleitungen werden durch kleine Drahtwinkel verlängert und können durch Biegen auf den richtigen Wert abgeglichen werden. Bild 3.48b zeigt ein UHF-Bandfilter aus einem solchen Tuner, bei dem die kapazitive Kopplung durch zwei schmale abgewinkelte Leitungsstreifen erfolgt. Die kleinen rechteckigen Bauelemente neben den Streifenleitungen sind die Kapazitätsdioden.

 

3.59 Tastenstreifen hinter der Taste

 

3.50 a Rückseite des Tastensatzes

 

3.50 b Rückseite des Tastensatzes

 

3.51a Abstimmknopf

 

3.51b Abstimmknopf

 

Der Programmwähler besteht aus drei mechanischen Baugruppen: dem Tastensatz, der Bereichsschalteranordnung und der Stationseinstellung. Hinter jeder Taste befindet sich ein kleiner Vierkantstift, mit dem der gewünschte Bereich I, III oder IV ausgewählt wird. In einem kleinen Fenster sind außerdem drei Skalen mit Kanalzahlen sichtbar.

Auf Bild 3.50a ist die erste Taste links für den Bereich IV programmiert und gedrückt. Die vorgeschobene Kurvenscheibe legt sich gegen einen durchlaufenden Rahmen, der als Wippe ausgebildet ist. Der Winkelhebel, der oben auf der Wippe liegt, drückt die im Inneren des Tuners befindliche Schaltstange in die Bereichsstellung IV. Bild 3.50b zeigt eine für den Bereich III programmierte Taste, bei der die Kurvenscheibe eine andere Stellung hat. Das hohe Kurvenstück auf der Rückseite hebt die Wippe und den Winkelhebel an. Dadurch wird die Schaltstange nach links herausgezogen und Bereich III wird wirksam.

Bild 3.51 zeigt die Funktion des Abstimmknopfes. Im eingedrückten Zustand (a) sind die Zahnkränze außer Eingriff, was die Normalstellung darstellt. Wenn der Knopf herausgezogen wird (b), greifen die Zahnkränze ein und die Drehbewegung des Knopfes wird auf das Abstimmpotentiometer der gedrückten Taste übertragen. Dadurch kann die gewünschte Station eingestellt werden.

Die Einjustierung des gewünschten Kanals erfolgt mithilfe kleiner Drehpotentiometer, die sich hinter den Skalen von Bild 3.49 befinden. Beim Drücken der Taste wird ein Zahnkranz mit der Achse des Potentiometers gekuppelt. Dieser Zahnkranz wird von einer Spindel angetrieben, deren Kopf ebenfalls einen Zahnkranz aufweist, wie in Bild 3.51a zu sehen ist. Wenn der Abstimmknopf herausgezogen wird (Bild 3.51b), greift ein weiterer Zahnkranz in den mit der Spindel verbundenen Zahnkranz ein. Durch das Drücken der Taste werden auch die elektrischen Verbindungen zum entsprechenden Potentiometer hergestellt, sodass die Station mithilfe des Abstimmknopfes eingestellt werden kann.

Nach dem Wiedereindrücken des Abstimmknopfes wird die Einstellspindel außer Eingriff gebracht, und beim erneuten Drücken der Taste erscheint das gewünschte Programm im ausgewählten Bereich. Es ist ratsam, dass der Kundendiensttechniker beim Aufstellen des Gerätes zunächst selbst die örtlichen Programme auf den ersten drei bis vier Tasten sorgfältig einjustiert und dem Kunden für seine eigenen Versuche die Tasten 5 bis 7 empfiehlt. Es ist besonders wichtig, dem Kunden die Wirkung des Abstimmknopfes zu erklären, damit er bei kleinen Verstimmungen (wie Schnee im Bild) selbst nachjustieren kann und nicht sofort den Kundendienst kontaktieren muss.

Tuner-Reparaturen sind aufgrund der kleinen Bauelemente und ihrer engen Anordnung in den Abschirmkammern eine anspruchsvolle Aufgabe. Nur erfahrene Kundendiensttechniker sind in der Lage, solche Reparaturen durchzuführen. Bei neuen Geräten in Modultechnik wird in der Regel nur überprüft, ob der Tuner die richtigen Versorgungs- und Regelspannungen vom Gerät erhält und ob an den vorgesehenen Meßpunkten die korrekten Signale vorhanden sind. Wenn mit Sicherheit ein Defekt im Tuner selbst vorliegt, wird er ausgebaut und an den Hersteller eingeschickt. In den meisten Fällen erhält man dann im Austauschverfahren schnell einen funktionierenden Tuner, sodass der Kunde nicht lange auf die Reparatur warten muss.

Dennoch sollte der Servicetechniker den Ehrgeiz haben, die Funktionsweise eines Kanalwählers bis ins Detail zu verstehen, um die richtige Fehlerdiagnose stellen und kleinere Schäden selbst beheben zu können.

Tuner mit Sensortasten werden zu einem späteren Zeitpunkt behandelt.

 

4. Verstärkung des Bild-Zwischenfrequenzsignals

In Bild 4.01 wird der Verlauf der Durchlasskurven des Fernsehempfängers dargestellt. Beim Fernsehsender wird das untere Seitenband teilweise unterdrückt, um die Kanäle enger zusammenzurücken und mehr Sender unterzubringen. Im Empfänger wird die Durchlasskurve entsprechend gestaltet, um die gewünschte Bandbreite durchzulassen und unerwünschte Signale zu unterdrücken.

 

4.01 Frequenzbänder eines Fernsehsehnders

 

Die Durchlasskurve wird nach dem Vorschlag von Nyquist so gestaltet, dass die Trägerfrequenz auf der Mitte einer schrägen Flanke liegt. Dadurch werden von den niedrigen Modulationsfrequenzen etwa ein Viertel des linken Seitenbandes und drei Viertel des rechten Seitenbandes durchgelassen. Dieser schräge Abfall der Durchlasskurve wird "Nyquistflanke" genannt.

 

4.02 Zugehörige Durchlasskurve 

 

Die gewünschte Form der ZF-Durchlasskurve, wie in Bild 4.01b dargestellt, kann durch mehrere versetzt abgestimmte ZF-Kreise oder breitbandige ZF-Bandfilter erreicht werden. Die Kreise müssen zusätzlich mit ohmschen Widerständen gedämpft werden. Der Einfluss des VHF- oder UHF-Eingangsteils auf die Durchlasskurve kann vernachlässigt werden, da der Eingang ein breiteres Band durchlässt. Die Trennschärfe wird daher im ZF-Teil erzielt. Es ist zu beachten, dass die Frequenzverhältnisse im ZF-Teil umgekehrt sind, d.h. eine höhere Empfangsfrequenz ergibt eine niedrigere Zwischenfrequenz. Die angestrebte Durchlasskurve muss daher im ZF-Teil spiegelbildlich liegen. Es ist jedoch nicht möglich, den exakten mathematischen Verlauf genau einzuhalten. Die stark gezeichnete Linie gibt eine praktisch erreichbare Durchlasskurve an, die sich dem theoretischen Verlauf gut annähert. Der flache Scheitel wird durch verschiedene Resonanzlagen der ZF-Kreise erreicht. Die Kreise müssen auch bedämpft werden, um den breiten Durchlassbereich von 5,5 MHz zu erreichen.

Sperr- und Saugkreise im ZF-Teil unterdrücken die Ton-Zwischenfrequenz des Video-Gleichrichters sowie störende Frequenzen der Nachbarsender und bewirken die verschiedenen Einsattelungen in der Durchlasskurve. Um den Tonträger des Nachbarsenders auszusperren, werden Sperrkreise verwendet, die der Durchlasskurve an dieser Stelle eine tiefe Einsattelung geben. Die rechte Flanke der Durchlasskurve wird ebenfalls angepasst, um die Doppelmodulation durch den Tonträger zu berücksichtigen und unerwünschte Tonimpressionen im Bild zu vermeiden.

Es wird auch darauf hingewiesen, dass bei Farbsendungen der Farbträger eine bestimmte Lage im Abstand von 4,43 MHz zum Bildträger hat, was in den weiteren Bildern 4.03 und 4.04 behandelt wird.

 

4.03 Zf-Durchlasskurve mit Farbträger-Absenkung 

 

Die Durchlasskurve des ZF-Verstärkers wird durch Messungen aufgenommen. Dazu werden nacheinander die einzelnen Meßfrequenzen eines Meßsenders dem Eingang des ZF-Verstärkers zugeführt. Die verstärkte Ausgangsspannung des ZF-Teils wird gemessen und bei jedem Meßpunkt auf den gleichen Wert eingestellt, indem die Meßsender spannung angepasst wird. An den Flanken der Kurve, wo die Sperrkreise liegen, muss die zugeführte Spannung stark erhöht werden, um eine konstante Ausgangsspannung des ZF-Teils zu erreichen. Die gemessene Durchlasskurve wird aufgetragen, wobei logarithmische Skalen oder dB-Werte verwendet werden, um die großen Spannungsunterschiede darzustellen. In Bild 4.03 wird die gemessene Durchlasskurve für den Fernseh-Bild-ZF-Verstärker dargestellt. Für Schwarzweißsendungen (Kurve 1) wird eine hohe Verstärkung bei den Bild-Zwischenfrequenzen von 34-35 MHz verwendet. Für Farbsendungen (Kurve 2) wird die Verstärkung in diesem Bereich reduziert, um Kreuzmodulationen mit dem Farbträger zu verhindern. Bei dem gezeigten Schwarzweißempfänger wird automatisch beim Empfang einer Farbsendung auf die Kurve 2 umgeschaltet und der Farbträger um 20 dB abgesenkt, um störende Störungen durch Frequenzen um 4,43 MHz zu vermeiden. Details dazu werden in Bild 4.21 behandelt.

 

4.04 Frequenzbänder beim Farbfernseher 

 

In Farbempfängern wird die Durchlasskurve beim Farbträger um 6 dB abgesenkt, um Störmodulationen im Y-Kanal durch die Farbsignalfrequenzen bei 4,43 MHz zu vermeiden. Dadurch wird auch der 5,5-MHz-Tonträger um bis zu 25 dB reduziert. Dies wird in Bild 4.04a dargestellt. Bei der Demodulation werden Bild- und Farbträger einerseits und Tonträger andererseits in separaten Gleichrichtern demoduliert, um Moiré-Effekte durch die Überlagerung von Ton- und Farbträger zu vermeiden. Wenn sie gemeinsam demoduliert würden, würde eine Störfrequenz von 1,07 MHz entstehen, die als Flimmern auf dem Bildschirm sichtbar wäre. Dies wird in Bild 4.04b dargestellt. Es ist interessant anzumerken, dass für eine Störfrequenz von 1,07 MHz eine Periodendauer von etwa 0,92 Mikrosekunden (μs) vorliegt. Da eine Bildzeile 64 μs dauert, treten also etwa 70 Störpunkte pro Zeile auf.

 

4.05 Kopplungselemente des Zf-Fernseh-Verstärker

 

In der Fernsehtechnik werden verschiedene Kopplungselemente verwendet, um die gewünschte Form der Zf-Durchlasskurve zu erzielen. Hier sind einige Beispiele dargestellt:

- Induktiv gekoppelter Übertrager: Bild 4.05a zeigt einen Übertrager mit einem Dämpfungswiderstand RfI, um die Bandbreite zu vergrößern. Diese Kopplungsart wird häufig zwischen zwei Verstärkertransistoren verwendet.

- n-Filter: Bild 4.05b zeigt ein n-Filter, bei dem die Induktivität im Längszweig liegt und die Schwingkreiskapazität in zwei Teilkapazitäten aufgeteilt ist. Diese Anordnung eignet sich gut für längere abgeschirmte Leitungen, um Verluste durch kapazitive Nebenschlüsse zu vermeiden.

- Bandfilter mit zwei abgestimmten Kreisen: Verschiedene Kopplungsarten sind möglich, wie z.B. induktive Kopplung am Fußpunkt (Bild 4.05c) oder stromgekoppelte Bandfilter mit gemeinsamem Fußpunktwiderstand R (Bild 4.05d). Abschirmung der Spulen wird verwendet, um zusätzliche induktive Kopplung zu verhindern.

- Koppeln über RC-Glied: Bild 4.05e zeigt ein Beispiel für die Kopplung von Bandfiltern an den Scheiteln der Schwingkreise über ein RC-Glied, um einen günstigen Phasenverlauf zu erzielen.

- Einstellbare Fußpunktkopplung: Bild 4.05f zeigt ein Bandfilter mit einstellbarer Fußpunktkopplung durch einen Trimmerkondensator. Bild 4.05g zeigt ein Serienresonanzkreis als Koppelelement, das sogar ein Dreikreis-Bandfilter ergibt.

- Dreifachbandfilter: Bild 4.05h zeigt ein Dreifachbandfilter, bei dem der zweite Kreis als niederohmiges Koppelglied in einer Serienresonanzschaltung arbeitet.

In Fernseh-Zf-Verstärkern mit integrierten Schaltungen werden oft bis zu vier Kreise kombiniert, um die Selektion vor dem Breitbandverstärker zu konzentrieren und kompakte Filterlösungen zu erreichen.

 

4.06 Aufbau rechteckiger Gesamtdurchlasskurve mit fünf Einzelkreisen

 

Bild 4.06 zeigt verschiedene Filterkurven, die in Bild-Zf-Verstärkern verwendet werden können, um die gewünschte Durchlasskurve zu erzielen. Bei Verstärkern mit versetzt abgeglichenen Einzelkreisen werden die Kreise unterschiedlich bedämpft, um die gewünschte Kurvenform zu erreichen. Die Kreise I und V haben geringe Dämpfung und erzeugen die steilen Flanken der Gesamtkurve, während die Kreise II, III und IV das Tal zwischen den Flanken ausfüllen.

Der Aufbau eines Zf-Verstärkers mit versetzt abgeglichenen Einzelkreisen ermöglicht eine genaue Nachbildung der gewünschten Kurvenform. Allerdings ist der Abgleich dieser Art von Verstärkern aufwendig, da mehrere Abgleichfrequenzen für den Durchlassbereich und Sperrfrequenzen für Nachbarton und Nachbarbild eingestellt werden müssen.

 

4.07 Aufbau rechteckiger Gesamtdurchlasskurve mit drei gleich abgestimmten Einzelkreisen

 

In Bild 4.07 sind die Gesamtkurven von drei hintereinandergeschalteten Bandfiltern dargestellt. Zwei der Filter sind stark gedämpft und unterkritisch gekoppelt, während das dritte Filter eine hohe Güte aufweist und überkritisch gekoppelt ist. Dadurch entstehen zwei spitze Höcker in der Kurve. Diese drei Einzelkurven fügen sich zu der gewünschten Rechteckkurve mit flachem Scheitel und steilen Flanken zusammen. Für das Abgleichen solcher Filter sind in der Regel ein bis zwei Messenderfrequenzen ausreichend, aber zusätzliche Anpassungsschritte können erforderlich sein, um das Kurvendach zu optimieren.

 

4.08 Frequenzfallen für fs 

 

Bild 4.08 zeigt verschiedene Arten von Frequenzfallen, die verwendet werden, um der Durchlasskurve eines Zf-Verstärkers den gewünschten Verlauf zu geben. Diese Frequenzfallen absorbieren bestimmte Frequenzen und erzeugen Sperrstellen in der Kurve.

In Bild 4.08a wird eine kapazitive Falle verwendet, bei der ein Parallelkreis mit dem Scheitel eines Bandfilters kapazitiv gekoppelt ist. Die Kopplung erfolgt über eine kleine Kapazität, die den Kopplungsgrad definiert.

In Bild 4.08b ist die Falle induktiv mit dem eigentlichen Resonanzkreis gekoppelt. Hierbei entfällt der Koppelkondensator, aber die genaue Positionierung der Spulen ist wichtig.

Stromgekoppelte Bandfilter ermöglichen die Verwendung von Saugkreisen als Fallen parallel zum Kopplungswiderstand, wie in Bild 4.08c dargestellt. Dadurch entstehen "Nullstellen" in der Filterkurve, an denen die Resonanz stark abgesenkt ist. Eine solche Anordnung wird auch als "M-Filter" bezeichnet. Die steilen Sperr-Resonanzen für Nachbarbild und Nachbarton in Bild 4.03 werden durch ein solches Filter mit Nullstellen erzeugt.

Brückenfilter sind eine weitere gängige Art von Frequenzfallen, wie in Bild 4.08d gezeigt. Die Zweige der Brücke bestehen aus symmetrischen Spulenhälften, einem Widerstand und einem Serienresonanzkreis für die zu sperrende Frequenz. Durch den Abgleich der Brücke wird keine Spannung der Frequenz fs mehr in der Diagonale erzeugt, was bedeutet, dass die zu unterdrückende Frequenz ausgesperrt ist.

 

4.09 Zf-Spulenplatte mit gedruckten Spulen

 

Bild 4.09 zeigt eine Leiterplatte mit gedruckten Spulen in Drucktechnik für einen dreistufigen Zf-Verstärker. Anstelle von gewickelten Spulen werden die benötigten Induktivitäten in Form gedruckter Spulen realisiert. Ferritkerne werden senkrecht in den Mittelpunkt der Windungen eingeschraubt, um die Spulen abzugleichen.

Die Verwendung von gedruckten Spulen in Drucktechnik vereinfacht die Fertigung im Vergleich zum Wickeln einzelner Spulen erheblich. Allerdings ermöglichen Einzelspulen kleinere Filterabmessungen.

Für den Abgleich oder Nachgleich von Bild-Zf-Verstärkern ist eine gute Werkstattausrüstung mit einem Meßsender, einem Wobbler und einem Oszillograf unerlässlich. Die Abgleichanweisungen für den jeweiligen Gerätetyp sind in der Serviceschrift genau festgelegt und geben die Abgleichschritte Stufe für Stufe vor. Das Abgleichen eines Bild-Zf-Verstärkers kann eine Herausforderung darstellen, aber es ist äußerst befriedigend, die Durchlasskurve am Ende wieder auf optimale Leistung einstellen zu können, insbesondere nach einer schwierigen Fehlersuche im Zf-Teil.

 

Demodulation des Bild-Zwischenfrequenzsignals

Am Ausgang des Bild-Zf-Verstärkers müssen das trägerfrequente Bild- und Tonsignal demoduliert werden, um das 5 MHz breite BAS- bzw. FBAS-Spektrum sowie den frequenzmodulierten Tonträger von 5,5 MHz zu gewinnen. Beim Schwarzweißempfänger erfolgt diese Demodulation mithilfe einer einfachen Kristalldiode.

Der Demodulationsprozess basiert auf der nichtlinearen Kennlinie der Diode. Die trägerfrequenten Schwingungen, wie in Bild 1.31 gezeigt, werden an die Diode geliefert und durch Gleichrichtung an ihrer nichtlinearen Kennlinie entsteht die Folge der BAS-Zeilensignale (oben in Bild 1.31).

Für die Tonmodulation tritt ein interessanter Effekt auf, der beim Aufbau des Fernsehsystems berücksichtigt wurde. Beim Mischen zweier Frequenzen entstehen sowohl die Summenfrequenz als auch die Differenzfrequenz der beiden ursprünglichen Schwingungen. In der Mischstufe eines Überlagerungsempfängers wird die Zwischenfrequenz als Differenzfrequenz von Empfangs- und Oszillatorschwingung erzeugt. Eine Demodulationsdiode wirkt ebenfalls als additive Mischstufe.

An der Bild-Zf-Diode mischen sich daher die Bild-Zwischenfrequenz von 38,9 MHz und die Ton-Zwischenfrequenz von 33,4 MHz, was zur Differenzfrequenz von 5,5 MHz führt:

38,9 - 33,4 = 5,5 MHz.

Diese Frequenz entspricht dem frequenzmodulierten Tonträger. Dieses Verfahren wird als Differenzton-Verfahren bezeichnet. Die Frequenz von 5,5 MHz fungiert gewissermaßen als zusätzliche Trägerfrequenz für die FM-Tonmodulation. In der englischen Fachliteratur wird sie daher als "Intercarrier" bezeichnet, was so viel bedeutet wie "Zwischenträger".

 

4.11 Ton-Zf-Auskoplung

 

In Schwarzweißempfängern wird oft die Ton-Zwischenfrequenz direkt hinter dem Demodulator über einen 5,5-MHz-Resonanzkreis ausgekoppelt, um sie für die weitere Verarbeitung zugänglich zu machen. Das gesamte Signalgemisch wird gleichzeitig zum Videoverstärker geleitet und anschließend zur Bildröhre weitergegeben. Da der Tonträger im Zf-Verstärker stark abgesenkt wurde (siehe Bild 4.03), stört der 5,5-MHz-Anteil im Videokanal kaum und kann durch eine Höhenbeschneidung sogar weiter reduziert werden.

 

4.12  Ton-Zf-Auskoplung aus dem Videoteil

 

Um die erforderliche Verstärkung für den Tonträger zu erreichen und eine ausreichende Lautsprecherleistung zu gewährleisten, muss der Tonverstärkerkanal eine hohe Gesamtverstärkung aufweisen (wie in Bild 3.01 gezeigt). Um eine Stufe einzusparen, koppelt man manchmal die Ton-Zwischenfrequenz erst hinter dem Videoverstärker aus, da sie dort sowieso verstärkt wird. Zudem ist in diesem Fall der erste Ton-Zwischenfrequenz-Kreis elektrisch besser vom Ausgang des Bild-Zwischenfrequenz-Verstärkers getrennt.

 

4.13 Getrennte Demodulatoren beim Farbempfänger

 

In einem Farbfernsehempfänger sieht man hinter dem Bild-Zwischenfrequenz-Demodulator die unerwünschte Möglichkeit, dass der Tonträger und der Farbträger eine Störfrequenz erzeugen können, nämlich 1,07 MHz (5,5 MHz - 4,43 MHz). Um dies zu vermeiden, werden bei Farbfernsehempfängern zwei separate Demodulatoren für die Ton-Zwischenfrequenz und das FBAS-Signal verwendet. Die Diode D1 mischt das Differenzsignal aus dem Bildträger und dem Tonträger und wird durch einen Resonanzkreis gefiltert, bevor es dem Ton-Zwischenfrequenz-Verstärker zugeführt wird.

In einem zweiten Kanal wird zunächst der Tonträger durch einen Sperrkreis, der auf 33,4 MHz abgestimmt ist, unterdrückt. Eine zweite Diode liefert dann das reine FBAS-Signal ohne Ton.

 

4.14 Multiplikative Demodulation der Schaltung TBA 440

 

Ein multiplikativer Bild-Zwischenfrequenz-Demodulator, auch bekannt als Produkt-Detektor, kann eine saubere Demodulation bewirken. Ein solcher Demodulator wurde in der Vergangenheit aufgrund seines hohen Aufwands in der Unterhaltungselektronik kaum verwendet. Allerdings ermöglichen es heutzutage integrierte Schaltungen, komplexe Schaltungen in einem einzigen Chip herzustellen.

Ein spezieller Video-Zwischenfrequenz-Baustein, wie der Typ TBA 440 von Siemens, enthält eine symmetrische multiplikative Brückenmischschaltung mit mehreren Transistorsystemen. Mit dieser Schaltung können unerwünschte Mischprodukte ausreichend unterdrückt werden, sodass Frequenzweichen und die zweite Demodulatordiode eingespart werden können. Dieser Demodulator liefert sowohl im Schwarzweiß- als auch im Farbfernsehempfänger das Ton-Zwischenfrequenz-Signal und das FBAS-Signal am gleichen Ausgang.

Bei einem multiplikativen Demodulator, wie dem Ringmodulator, muss die reine Trägerfrequenz zugeführt werden, um zu demodulieren. Im Fall des Bild-Zwischenfrequenz-Spektrums ist dies die Bildträgerfrequenz von 38,9 MHz. Zusammen mit den anderen Frequenzen des Spektrums ergeben sich dann die Differenzfrequenzen, einschließlich 0,0 MHz, 4,43 MHz und 5,5 MHz sowie alle dazwischenliegenden Modulationsfrequenzen.

Im Baustein TBA 440 wird das gesamte Bild-Zwischenfrequenz-Spektrum in einem dreistufigen Breitbandverstärker verstärkt und dem Eingang E1 der Mischstufe M zugeführt. Gleichzeitig wird das Spektrum einem Begrenzerverstärker B zugeführt, der den oberen Teil der Durchlaßkurve abschneidet und somit ein begrenztes Frequenzspektrum erzeugt. Dieses begrenzte Spektrum enthält keine Amplitudenmodulation und damit keine Seitenbänder mehr. Der Bildträger liegt 6 dB unterhalb des Kurvenscheitels auf der Nyquist-Flanke. 

Am Ausgang des Begrenzerverstärkers befindet sich ein auf 38,9 MHz abgeglichener Schwingkreis. Dieser Schwingkreis hebt die Bildträgerfrequenz aus dem begrenzten Spektrum heraus, wie im Diagramm C dargestellt. Man sagt, der Bildträger wird "regeneriert". Der herausgelöste Bildträger wird dann dem Ringmischer M zugeführt. Dieser Ringmischer, der Teil der integrierten Schaltung TBA 440 ist, liefert das Videosignal zusammen mit dem 5,5-MHz-Tonsignal an die Klemmen 11 und 12 des Bausteins.

Bei der Wartung oder Reparatur eines solchen Systems kann man einfach das Eingangs- und Ausgangssignal mit einem Oszilloskop überwachen. Es ist jedoch wichtig zu verstehen, wie diese Umwandlungen funktionieren, auch wenn sie im Inneren der integrierten Schaltung stattfinden.

 

Gesamtverstärkerschaltung

Der Bild-Zf-Verstärker, der hier von der Firma Metz dargestellt wird, verwendet ein Selektions- und Sperrkreisnetzwerk, um von Anfang an Kreuzmodulationen zwischen Bild- und Tonträger zu verhindern. Das Zf-Spektrum gelangt vom Tuner auf das Eingangsbandfilter L5 und dann auf ein Kombinationsfilter mit verschiedenen Funktionen.

 

4.21 Bild Zf Verstärker mit Color-Klarzeichner

 

Das Kombinationsfilter besteht aus folgenden Absenkungen:

- L1: Eigentonabsenkung bei 33,5 MHz
- L2: Nachbarbildabsenkung bei 31,9 MHz
- L3: Nachbartonabsenkung bei 40,4 MHz
- L4: Farbträgerabsenkung bei 34,47 MHz (nur bei Farbsendungen)

Die Absenkung des Farbträgers erfolgt nur bei Farbsendungen, um den Perlschnureffekt durch den Farbhilfsträger zu vermeiden. Das bedeutet, dass der Farbträger nur dann abgesenkt wird, wenn tatsächlich Farbsendungen empfangen werden.

Nachdem das Zf-Signal durch das Schwingkreisnetzwerk am Eingang des Bild-Zf-Verstärkers gefiltert wurde, gelangt es zur Basis des Transistors T1. Dieser Transistor dient auch zur Verstärkungsregelung und erhält eine Regelspannung von 2,5 bis 7 V. Bei einer Basisspannung von 2,5 V hat der Transistor seine volle Verstärkung, während bei 7 V die Verstärkung durch Stromaufwärtsregelung um etwa 60 dB reduziert wird. Der Kollektorkreis des Transistors hat eine breite Resonanzkurve, um sicherzustellen, dass sich die Gesamtdurchlaßkurve während der Regelung nicht ändert.

Wenn der Transistor T1 im Bild-Zf-Verstärker vollständig heruntergeregelt wird, ändert sich die Spannung am Emitter von 1,9 V auf 6,4 V. Diese Spannungsänderung steuert den Transistor T5, der als Hf-Regelspannungsgenerator fungiert. T5 liefert seinerseits über die Leitung D eine Regelspannung für den Tuner.

Im Kollektorkreis von T1 befindet sich ein Bandfilter, das zusammen mit dem Einzelkreis der dritten Stufe ein gerades Dach der Durchlaßkurve bildet. Dahinter folgt der Videodetektor mit der Diode D3.

Nun zur Umschaltung bei Farbsendungen. Hier werden einige Begriffe vorweggenommen, die später im weiteren Verlauf behandelt werden. Dennoch ist es aufgrund der eng verzahnten Funktionen eines Fernsehempfängers manchmal unvermeidlich. Es kann auch vorerst darauf verzichtet werden und sich lediglich gemerkt werden, dass der Burst, der nur bei Farbsendungen vorhanden ist, die Diode D1 sperrt. Dadurch wird die 34,47-MHz-Farbträgerfalle aktiviert und sorgt für eine Einbuchtung in der Durchlaßkurve an dieser Stelle.

Im Einzelnen laufen folgende Vorgänge ab: Der Burstverstärker (Colorklarzeichner) im Bild ist auf die Farbträgerhilfsfrequenz von 4,43 MHz abgestimmt. Die Leitung C führt zur Videoendstufe, wo das gesamte 5 MHz breite Videofrequenzband einschließlich des möglichen Burstsignals von 4,43 MHz vorhanden ist. Der Transistor T4 im Burstverstärker arbeitet jedoch nur während des Zeilenrücklaufs. Während dieser kurzen Zeit wird seiner Basis über die Leitung B ein positiver Impuls aus dem Zeilenablenkteil zugeführt. Nur während der Dauer eines solchen Impulses kann ein Kollektorstrom fließen. Der Burstverstärker stellt somit eine UND-Schaltung dar. Ein Signal erscheint nur dann am Kollektor von T4, wenn Steuersignale an den Eingängen B und C gleichzeitig auftreten.

Während Schwarzweißsendungen ist während des Zeilenrücklaufs auf der Schwarzschulter des Synchronisierzeichens kein Burstsignal von 4,43 MHz vorhanden. Daher entsteht keine Spannung am Kollektorkreis und die Diode D2 kann den Ladekondensator C2 nicht aufladen.

In der Schaltung fließt kontinuierlich ein Strom von 60 pA vom Spannungspunkt 4 (25 V) über die Widerstände R3, R2, die Diode D1 und die Wicklungen L4 bis L5 zur Masse. Am Meßpunkt MP liegt eine Spannung von +0,12 V an. Diese Spannung veranlasst die Diode zum Leiten und stellt somit einen niederohmigen Widerstand dar. Dadurch wird der Schwingkreis bzw. die Falle für 34,47 MHz stark gedämpft, sodass sie unwirksam ist.

Bei Farbsendungen tritt jedoch während des Zeilenrücklaufs das Burstsignal von 4,43 MHz auf. Es gelangt an den Anschluss C des Burstverstärkers, und die UND-Schaltung wird aktiviert. Dadurch erscheint am Kollektorkreis des Transistors T4 das verstärkte Signal. Die Diode D2 richtet es gleich und lädt den Elektrolytkondensator C2 in der dargestellten Polarität auf. Diese Spannung ist groß genug, um die vorherige positive Spannung am Meßpunkt MP zu überwinden, sodass nun dort eine Gleichspannung von -0,2...0,8 V entsteht. Aufgrund der Größe des Ladekondensators bleibt diese negative Spannung für eine längere Zeit bestehen und nicht nur während des Zeilenrücklaufs. Diese negative Spannung sperrt nun die Diode D1. Dadurch entfällt die Dämpfung der Farbträgerfalle, und sie wird aktiviert. Die Durchlaßkurve in Bild 4.03 fällt nun bei der Zf-Farbträgerfrequenz von 34,47 MHz ein. Dadurch werden sowohl das Feinstruktur-Moire des Farbträgers als auch das 1,07-MHz-Differenz-Moire zwischen Ton- und Farbträger vermieden.

Abgesehen von dieser speziellen Schaltung der Firma Metz stellt Bild 4.21 die Standardausführung eines Schwarzweiß-Bild-Zf-Verstärkers dar.

 

4.22 Bild-Zf-Verstärker mit zwei Kompaktfiltern

 

Bei diesem Zf-Verstärker der Firma Graetz sind die Selektionsmittel zu zwei Filtern am Eingang und Ausgang des Verstärkers zusammengefasst. Dadurch kann der eigentliche Verstärker so breitbandig ausgelegt werden, dass Toleranzen der Transistoren kaum Auswirkungen haben. Das Dreikreisfilter am Eingang stellt die Kombination der Eckkreise und des Mittelkreises dar. Der Primärkreis befindet sich im Tuner. Die Resonanzen wurden so verteilt, dass Kreis 1 in der Bandmitte liegt, während Kreis 2 die Nyquist-Flanke und Kreis 3 die untere Flanke bestimmen. Das Filter enthält auch drei Fallen zur Absenkung der Nachbarträger und zur Formung einer Tontreppe.

Die Einzelkreise zwischen den Transistoren dienen lediglich zur Anpassung. Sie sind sehr breitbandig und werden beim Regeln zusätzlich gedämpft, so dass sie nur wenig Einfluss auf die Durchlaßkurve haben. Für die 5,5-MHz-Tonzwischenfrequenz und das BASF-Signal sind separate Demodulatoren mit entsprechenden Weichen ähnlich wie in Bild 4.13 vorgesehen. Ähnlich wie in Bild 4.21 wird auch hier am Emitter des geregelten Transistors T1 eine variable Spannung abgegriffen, im Transistor T4 verstärkt und dem Tuner als Regelspannung zugeführt.

 

4.23 Bild-Zf-Verstärker mit integrierter Schaltung TBA 440

 

Die in Zusammenarbeit von Siemens und Grundig entwickelte Schaltung in Bild 4.23 fasst den gesamten Bild-Zf-Verstärker in einem Steckmodul zusammen. Dieser Baustein kann leicht überprüft und bei Defekten einfach ausgetauscht werden. Die Gesamtverstärkung und die Demodulation sind in der integrierten Schaltung TBA 440 kombiniert. Vor der TBA 440 befinden sich alle Selektionsmittel in Form eines Vierkreis-Kompaktfilters mit den Fallen für Nachbarton, Nachbarbild und zur Absenkung des eigenen Tonträgers. Vor diesem Filter befindet sich ein Einzeltransistor, der das Filter gegen die Tuner-Zuleitung entkoppelt, so dass diese abgeschirmte Leitung nicht in die Filterabstimmung einbezogen wird und der Verstärkerbaustein beliebig ausgetauscht werden kann.

Am Ausgang des Verstärkers TBA 440 liegt ein Einzelkreis, der auf 38,9 MHz abgestimmt ist, um den Bildträger für die Mischstufe zu regenerieren, ähnlich wie in Bild 4.14. Das Videosignal steht in zwei Polarisationsrichtungen für verschiedene weitere Aufgaben zur Verfügung. Dank des günstigen Verhaltens des multiplikativen Videomodulators kann die Ton-Zwischenfrequenz ebenfalls am Punkt 15 abgegriffen und anschließend ausgefiltert werden. Ein separater Ton-Zf-Demodulator wird nicht benötigt.

 

5. Tonteil 

Das Differenzträger-Verfahren wird im Tonteil des Fernsehgeräts angewendet, ähnlich wie im UKW-Rundfunkempfänger. Anstelle der üblichen Zwischenfrequenz von 10,7 MHz im UKW-Rundfunk wird hier jedoch die Frequenz von 5,5 MHz verwendet. Die Schaltung besteht aus einem selektiven Zf-Verstärker, einem FM-Demodulator, einem NF-Verstärker, einer Endstufe und einem Lautsprecher.

 

5.01 Prinzip des Differenzträgerverfahrens

 

In diesem Verfahren werden das Bild- und Tonsignal gemeinsam vom Sender übertragen und in den Empfängerstufen gemeinsam verarbeitet. Um Bild- und Tonfrequenzen zu trennen, wird bei Geräten für die europäische 625-Zeilen-Fernsehnorm ein spezielles Verfahren angewendet. Dieses Verfahren wird in Amerika als "Intercarrier-Verfahren" bezeichnet und in Europa als "Differenzträger-Verfahren" oder "Differenzfrequenz-Verfahren". Die Abkürzung "Df" wird verwendet, um die Differenzfrequenz zu bezeichnen.

Das Verfahren funktioniert nach folgendem Prinzip: In einer unmodulierten Sendepause laufen die Trägerfrequenzen für Ton (33,4 MHz) und Bild (38,9 MHz) durch den Zf-Verstärker. Im Video-Gleichrichter werden diese beiden Frequenzen gemischt, und die Differenzfrequenz "Df" ergibt sich als Differenz der beiden Trägerfrequenzen: 38,9 - 33,4 = 5,5 MHz. Die Amplitude der Differenzfrequenz hängt von der Amplitude der kleineren Einzelfrequenz ab. Wenn der modulierte Tonträger verwendet wird, enthält die Differenzfrequenz die unverzerrte Tonfrequenz.

Durch eine entsprechende Selektion der Frequenz bei 5,5 MHz und deren Demodulation entsteht die eigentliche Niederfrequenz des Tons, die verstärkt an den Lautsprecher weitergegeben werden kann. Um den Differenzträger oder die zweite Zwischenfrequenz bei 5,5 MHz zu isolieren, wie bereits in Abbildung 4.12 erwähnt, kann man unmittelbar nach der Bildgleichrichtung bei A einen auf 5,5 MHz abgestimmten Schaltkreis verwenden. Alternativ kann man sie auch nach der ersten oder zweiten Stufe des Videoverstärkers bei B oder C isolieren, wodurch weniger Verstärkung im eigentlichen Tonteil erforderlich ist. Eine Voraussetzung für dieses Verfahren zur Tonfrequenzgewinnung ist jedoch, dass die Tonamplitude geringer ist als die Bildamplitude. Dies wird bereits in den Fernsehnormen berücksichtigt. Der Tonsender sollte stets mit nur einem Viertel der Leistung des Bildsenders arbeiten. Außerdem wird die Ton-Zwischenfrequenz im Zf-Teil des Empfängers, wie bereits besprochen, durch Sperrkreise abgeschwächt, so dass ihre Amplitude sicherlich nur ein Viertel bis ein Zwanzigstel der Bildamplitude beträgt.

Eine weitere Voraussetzung für die Bildung des Differenzträgers ist, dass beide Frequenzen immer vorhanden sein müssen. Wenn die Bildfrequenz fehlt, entfällt auch der Ton. Daher ist in der Fernsehnorm (Abbildung 1.06) vorgeschrieben, dass beim Weißpegel noch 10 % der Maximalamplitude des Bildträgers vorhanden sein müssen.

Dieses Verfahren ist nur deshalb möglich, weil in dieser Fernsehnorm der Tonkanal frequenzmoduliert ist und der Bildkanal amplitudenmoduliert ist. Hinter dem Bild-Demodulator ist natürlich das vollständige amplitudenmodulierte Bildsignal mit den scharfen Impulsen der Synchronisierzeichen vorhanden. Sind die Amplituden ausreichend groß, können sie ähnlich wie bei UKW-FM-Empfängern durch Begrenzerstufen vor dem FM-Detektor sauber abgeschnitten werden, und es wird nur die reine Tonfrequenz hinter dem FM-Detektor erhalten.

Die Vorteile des Differenzfrequenz-Verfahrens sind wie folgt umgeschrieben:

1. Durch das Differenzfrequenz-Verfahren wird der Schaltungsaufwand reduziert, im Vergleich zur Trennung von Bild und Ton unmittelbar nach der Hochfrequenz-Mischstufe und der Verwendung eines separaten Ton-Zwischenfrequenz-Verstärkers.

2. Die Differenzfrequenz entsteht durch die Mischung des Bild- und Tonträgers und nicht durch den Empfängeroszillator. Dadurch haben Frequenzänderungen dieses Oszillators keinerlei Auswirkungen auf den Tonkanal. Die Frequenzstabilität des Oszillators im Fernsehempfänger muss wesentlich höher sein als beim UKW-Empfänger. Wenn beispielsweise eine Frequenzänderung von ± 50 kHz (gleich der Kanalbreite des Tonkanals) zulässig wäre, dürfte die Oszillatorfrequenz von etwa 200 MHz nur um 0,025% (50/200000 * 100) schwanken. Das entspricht einer äußerst präzisen Anforderung, die nahezu an Quarzgenauigkeit heranreicht. Wenn der Oszillator schwankt, müsste die Abstimmung häufig nachjustiert werden. Da jedoch Bild- und Tonträger im Sender gemäß den Normen maximal ± 3 kHz gegeneinander schwanken dürfen, bleibt die Differenzfrequenz von 5,5 MHz konstant bei ± 3 kHz, unabhängig von den Eigenschaften des Empfängers. Bei Frequenzänderungen des Oszillators haben die Bild-Zwischenfrequenzen weniger Einfluss, da ihre Bandbreite nicht ± 50 kHz, sondern 5 MHz beträgt. Daher ist es ausreichend, solche Empfänger auf ein gutes Bild einzustellen, um eine einwandfreie Tonwiedergabe zu gewährleisten, selbst bei geringfügigen Abweichungen der Sollwertfrequenz im Tuner.

 

5.02 Paralleltonverfahren mit Ton-Zwischenfrequenz von 33.4 MHz

 

Im Paralleltonverfahren, wie in Bild 5.02 dargestellt, hat das Differenzträger-Verfahren den Vorteil, dass die Tonqualität nahezu unabhängig von der Empfängerabstimmung ist. Zudem spart man Verstärkerstufen, da der gesamte Zwischenfrequenzteil (Zf-Teil) und manchmal auch der Videoverstärker zur Tonverstärkung beitragen. Dies war insbesondere in der Röhrentechnik, in der man mit jedem Röhrensystem sparen musste, ein überzeugendes Argument. Im Zeitalter der integrierten Schaltungen ist die Verwendung des Videoverstärkers jedoch nicht mehr entscheidend.

Um das Bild abzurunden, sei jedoch auch die alternative Methode des Paralleltonverfahrens erwähnt. Dabei wird unmittelbar nach dem Tuner oder aus der ersten Stufe des Bild-Zf-Verstärkers die Tonträger-Zwischenfrequenz, beispielsweise 33,4 MHz, mit einem Resonanzkreis ausgekoppelt und in einem separaten Ton-Zf-Verstärker verstärkt. Der Tonkanal verläuft somit parallel zum Bildkanal. Das Paralleltonverfahren ist bei Mehrnormenempfängern notwendig, um auch französische und belgische Fernsehsender empfangen zu können. Diese Sender arbeiten nach einer anderen Norm, bei der auch der Tonträger amplitudenmoduliert ist. Das Differenzträger-Verfahren kann hier nicht angewendet werden, da bei der Mischung zweier Träger mit Amplitudenmodulation eine unkontrollierbare Kombination von Tönen entstehen würde. In neuerer Zeit wird das Paralleltonverfahren auch aus einem anderen Grund empfohlen. Beim Differenztonverfahren führen die Tonträgerfallen zu einer unstetigen Durchlasskurve im Zf-Bereich, wie in Bild 4.02 und 4.03 zu sehen ist. Dies kann den Klirrfaktor bei der FM-Demodulation erhöhen. Beim Paralleltonverfahren, bei dem der Ton-Zf direkt aus dem Mischer ausgekoppelt wird, sind keine Fallfilter erforderlich. Dadurch lässt sich die Durchlasskurve des Ton-Zf optimal gestalten und eine Tonqualität gemäß der HiFi-Norm erzielen.

Das Paralleltonverfahren bietet auch Vorteile für andere Pläne. Möglicherweise wird in Zukunft ein Zweikanal-Tonverfahren eingeführt, um den Fernsehton auch in Stereo zu übertragen oder Programme gleichzeitig in zwei verschiedenen Sprachen auszustrahlen. Dabei soll der zweite Tonträger 250 kHz über dem ersten liegen. Auch in diesem Fall wäre die Qualität beim Paralleltonverfahren besser als beim Differenzverfahren.

 

5.03 Saba Tonteil mit Endröhre 

 

Die Schaltung des Ton-Zf- und Nf-Teils orientierte sich immer an den Entwicklungen der UKW-Rundfunkempfängertechnik. Bereits in den Vorstufen wurden frühzeitig Transistoren eingesetzt, während der Ratiodetektor als bewährter FM-Demodulator mit Begrenzerfunktion diente. In der Endstufe wurde jedoch weiterhin eine Röhre verwendet, da Röhren in den anderen Schaltungsbereichen eines Fernsehempfängers noch lange Zeit ihre Vorteile hatten. Ein Beispiel für eine solche gemischte Bestückung ist die Schaltung der Firma Saba. Die Differenzfrequenz von 5,5 MHz wird aus einem separaten Demodulator am Ausgang des Bild-Zf-Verstärkers entnommen, in zwei Transistorstufen verstärkt und einem Ratiodetektor zugeführt. Anschließend folgen der Lautstärkeregler mit einer Klangregelung und eine Nf-Vorstufe mit dem Transistor BC 172, der die Endröhre PL 95 ansteuert. Um die Signalspannung bereits vor dem Ratiodetektor zu begrenzen oder die noch vorhandenen Synchronisierimpulse abzuschneiden, ist parallel zum Kollektorkreis des ersten Ton-Zf-Transistors eine Diode geschaltet. Diese Diode ist so gepolt, dass die positiv gerichteten Synchronisierimpulse an dieser Stelle die Diode leiten und sich selbst kurzschließen. Das Lautstärkepotentiometer muss von der Frontplatte aus bedienbar sein, daher ist es über abgeschirmte Leitungen in die Schaltung integriert.

Bei Fernsehempfängern, die vollständig mit Röhren ausgestattet sind, gab es beim Tonteil eine gewisse Herausforderung. Während der Aufheizzeit der Röhren trat Brummen auf. Es wurden verschiedene Schaltungstricks angewendet, um dieses Einschaltbrummen zu unterdrücken, indem der Ton während dieser Zeit gesperrt wurde. 

 

5.04 Tonteil mitTf-Verstärker

 

Die Halbleiterhersteller betraten das Feld der FM-Technologie des Fernsehtonbereichs. Hier kamen auch die ersten integrierten Schaltungen zum Einsatz. Meist handelte es sich um Breitbandverstärker für die 5,5-MHz-Differenzfrequenz mit integriertem FM-Demodulator. Dabei wurde von den bisher üblichen Ratiodetektorschaltungen mit ihren aufwendigen Abgleichverfahren abgewichen und auf Koinzidenzmodulatoren und Zähldiskriminatoren umgestellt, bei denen nur ein einziger Phasenschieberkreis auf das Optimum abgeglichen werden musste. 

Die Schaltung des Differenzfrequenzverstärkers im Tonteil von Bild 5.04 ist mit einem integrierten Schaltkreis vom Typ TAA 640 bestückt. Für die Abstimmung des Demodulators muss nur noch die Spule zwischen den Anschlüssen 2 und 3 bzw. 14 abgeglichen werden. Die Nf-Spannung steht an Anschluss 6 zur Verfügung und wird über abgeschirmte Leitungen zum Lautstärkeregler und zur Klangblende geführt. Anschließend gelangt sie zu einem dreistufigen Nf-Verstärker mit einer Komplementär-Gegentaktendstufe. Der gesamte Tonteil, der von der Firma Körting entwickelt wurde, ist als Steckbaustein ausgeführt und kann leicht geprüft und ausgetauscht werden. Dieses Prinzip wurde bereits 1970 von Körting eingeführt.

 

5.05 TBA 631 Ton-Nf-Teil 

 

Der Aufbau eines Fernsehton-Teils wurde weiter vereinfacht durch den Einsatz des integrierten Schaltkreises TBA 631 der Firma SGS Deutschland GmbH. Auf einem einzigen Siliziumchip sind sowohl der 5,5-MHz-Zf-Verstärker als auch ein Koinzidenz-Demodulator sowie der gesamte Nf-Teil mit einer Ausgangsleistung von 3 W enthalten. Das Bild zeigt, wie sich dadurch die Schaltung vereinfacht. Die beiden Verstärkerzüge, die durch Dreiecksymbole dargestellt werden, befinden sich in einem Plastikgehäuse, das zur Ableitung der Verlustwärme der Endstufe mit einem Kühlkörper kombiniert ist.

 

6. Videoverstärker 

Der Video-, Luminanz- oder Y-Verstärker verstärkt das 5 MHz breite Bildsignalspektrum und steuert damit den Elektronenstrahl der Bildröhre an. Gleichzeitig werden dabei auch die Austast- und Synchronisierimpulse sowie bei Farbempfängern das Burstsignal verstärkt. Diese Signale steuern dann über zusätzliche Schaltungselemente die Ablenkspannungen für die Bildröhre.

 

Helligkeitssteuerung des Bildschirms

 

6.01 Strahlstrom einer Bildröhre

 

Im Zusammenhang mit Bild 6.01 geht es um den Einfluss des Strahlstroms auf die Helligkeit des Leuchtflecks in einer Bildröhre. Das Strahlsystem einer Bildröhre besteht aus der geheizten Kathode (k), einem Steuergitter (g), das hier als Wehnelt-Zylinder bezeichnet wird, sowie einem Anoden- und Fokussiersystem. Der genaue Aufbau der Bildröhre wird im Kapitel 7 beschrieben, aber an dieser Stelle interessiert uns vor allem die Möglichkeit, den Strahlstrom und somit die Helligkeit des Leuchtflecks zu steuern.

Es besteht ein Zusammenhang zwischen der Spannung zwischen dem Steuergitter und der Kathode und dem Strahlstrom (I) sowie der Helligkeit des Leuchtflecks. Wenn das Gitter stark negativ gegenüber der Kathode ist (oder die Kathode positiv gegenüber dem Gitter), ist der Strahlstrom klein. Dieser kleine Strom hat nicht genügend Kraft, um den Bildschirm zum hellen Aufleuchten zu bringen. Wenn der Strahlstrom durch eine hohe negative Vorspannung vollständig unterdrückt wird, bleibt der Bildschirm sogar vollkommen dunkel. Ein großer Strahlstrom dagegen trifft mit größerer Kraft auf die Schirmfläche und lässt sie an dieser Stelle hell aufleuchten.

Man kann neben der Skala für den Strahlstrom auch einen Maßstab für die Helligkeit anbringen. Es gilt die Regel: Hohe negative Spannungen am Steuergitter der Bildröhre (Wehnelt-Zylinder) erzeugen Schwarz, während geringe Spannungen Weiß ergeben.

 

6.02 Schwarzpegel und Gitterspannung

 

In der europäischen Fernsehnorm müssen der Schwarzpegel und die Gleichlaufzeichen die Gitterspannung der Bildröhre zu negativen Werten verschieben. Wenn der Schwarzpegel des Bildsignals negativer wird, muss das Signal am Gitter der Bildröhre negativ ausgerichtet sein. Die Grundvorspannung der Bildröhre und die Verstärkung des Empfängers werden so eingestellt, dass die gesamte Kennlinie der Bildröhre vom Signal ausgesteuert wird, um gute Helligkeitsunterschiede (Kontraste) zu erzielen. Die Bildröhre hat im Ruhezustand eine geringe negative Vorspannung, sodass ihr Arbeitspunkt relativ hoch auf der Kennlinie liegt. Daher entsteht, solange der Sender noch nicht aktiv ist, ein helles weißes Raster auf dem Bildschirm.

Es sei erwähnt, dass die englische und französische Fernsehnorm eine entgegengesetzte Modulation haben, bei der der Schwarzpegel bei geringeren Senderamplituden liegt. In unseren Ausführungen behandeln wir jedoch ausschließlich die europäische Fernsehnorm, bei der der Schwarzpegel bei 75% der Senderamplitude liegt, um Verwechslungen zu vermeiden.

 

6.03 Negative und positive Spannung am Gitter ist äquivalent

 

Eine negativ gerichtete Spannung am Gitter der Bildröhre hat die gleiche Wirkung wie eine positiv gerichtete Spannung an der Kathode.

Die Steuerung, wie in Bild 6.02 gezeigt, kann auf zwei Arten erfolgen: entweder durch Steuerung am Gitter mit negativ gerichteten Spannungsimpulsen, wie in Bild 6.03a, oder durch Steuerung an der Kathode mit positiv gerichteten Spannungsimpulsen. Je nach Art der Schaltung muss der Videoverstärker entsprechend gerichtete Signalfolgen liefern. Normalerweise wird die Helligkeit des Bildes gemäß Bild 6.03b an der Kathode gesteuert. Gleichzeitig wird jedoch das andere Verfahren verwendet, um das Zurücklaufen des Strahls am Gitter abzudunkeln.

Bei Farbfernsehempfängern werden beide Methoden zur Bildwiedergabe angewendet, indem beispielsweise die Helligkeitssignale an den Kathoden gesteuert werden und gleichzeitig die Farbsignale an den Gittern. Die Polarität bzw. Richtung der Video-Signalspannung muss daher beachtet werden. Durch Phasenumkehrstufen (Inverterstufen) kann jedoch leicht die erforderliche Polarität der Spannung in Bezug auf die Bezugslinie erreicht werden. Es ist bekannt, dass ein Transistor in der Emitter-Schaltung als Inverterstufe wirkt. Die Bild- und Austastsignale für die Ablenkteile werden ebenfalls vom Videoverstärker abgegriffen. Dazu werden normalerweise positiv gerichtete Synchronisierimpulse benötigt. Daher werden sie an einer Stelle im Videoverstärker abgezweigt, an der sie in dieser Richtung vorhanden sind.

 

6.04 Demodulationsschaltung

 

Die gewünschte Polarität des Videosignals wird durch die Schaltung des Videodemodulators bestimmt. Bild 6.04a bis f gibt einen Überblick über verschiedene Schaltungsmöglichkeiten. Den Spulen bzw. Schwingkreisen wird das modulierte Bild-Zf-Signal zugeführt, wie links dargestellt. Nach der Demodulation ergibt sich für die oberen drei Schaltungen die negativ gerichtete Videospannung oben rechts, während die unteren Schaltungen positive Videospannungen (unten rechts) erzeugen. In den meisten Fällen wird die Schaltung nach Bild 6.04a verwendet. Sie hat den Vorteil, dass Zf- und Videokreis separat und einpolig geerdet sind. Die Videospannung entsteht dabei negativ gegenüber der Erde. Bei multiplikativen Demodulatoren können beide Signalformen gleichzeitig abgegriffen werden.

 

6.05 Höhenanhebung im Videoverstärker

 

Bild 6.05 zeigt verschiedene Kompensationstechniken im Videoverstärker zur Anhebung der Höhen.

a) Die gestrichelte Kurve in Bild 6.05a zeigt die unkorrigierte Durchlasskurve eines Videoverstärkers, bei dem die Verstärkung ab 3 MHz abfällt.

b) Durch das Hinzufügen einer Induktivität L in Reihe mit einem Arbeitswiderstand im Videoverstärker entsteht ein stark bedämpfter Parallelschwingkreis mit der Schaltkapazität. Wenn dieser Kreis auf 5 MHz abgestimmt ist, ergibt sich Kurve 1. Dadurch werden die Höhen angehoben, und auch bei niedrigen Frequenzen ergibt sich eine leicht erhöhte Gesamtverstärkung im Vergleich zur Schaltung ohne Kompensation.

c) Bei der Serienkompensation wird ein Reihenschwingkreis aus der Spule L und den beiden Teilkapazitäten Cs gebildet. Im Resonanzfall erzeugt dieser Schwingkreis ebenfalls eine Verstärkungsanhebung. Der Arbeitswiderstand Rl kann dabei um das 1,5-fache erhöht werden. Kurve 2 zeigt den Gewinn bei richtiger Bemessung. Diese Anordnung fungiert gleichzeitig als Zf-Sperre.

d) Bei der gemischten Kompensation werden beide Systeme kombiniert. Ein Parallelkreis wird aus der Schaltkapazität der Vorstufe und der Spule L1 gebildet. Dieser ist mit einem Serienkreis verbunden, bestehend aus der Spule L2 und der Streukapazität der folgenden Stufe. Durch diese Anordnung kann der Arbeitswiderstand und die Verstärkung um das 1,8-fache erhöht werden (Kurve 3). Die genaue Bemessung der Komponenten, der Aufbau und das Abgleichen sind jedoch anspruchsvoller.

Bei der Gestaltung dieser Filter sowohl im Bild-Zf-Teil als auch im Videoteil müssen die Phasenbedingungen sorgfältig berücksichtigt werden. Innerhalb des Durchlassbereichs sollten möglichst keine Phasendrehungen auftreten. Dies ist insbesondere bei Farbempfängern wichtig, da Phasendrehungen zu Farbverfälschungen führen könnten. Die Berechnung solch komplexer Filter ist ein spezielles Arbeitsgebiet für fachkundige Ingenieure.

Es ist nicht offensichtlich, welche Vorarbeit in den Schaltbildern steckt, aber die Entwicklung und Feinabstimmung solcher Filter erfordert spezialisiertes Fachwissen und Erfahrung.

 

Einstellung von Helligkeit und Kontrast

Die Helligkeits- und Kontrasteinstellung bei einer Bildröhre können anhand der Bildröhrenkennlinie veranschaulicht werden.

Die Helligkeitseinstellung betrifft die Gesamtintensität des Bildes. Durch die Anpassung der Ansteuerspannung an der Bildröhre kann die Helligkeit des Leuchtflecks auf dem Bildschirm reguliert werden. Wenn die Ansteuerspannung erhöht wird, nimmt die Helligkeit zu, während eine Verringerung der Ansteuerspannung zu einer geringeren Helligkeit führt. Dieser Zusammenhang wird auf der Bildröhrenkennlinie deutlich, indem man den Punkt auf der Kennlinie betrachtet, der der gewünschten Helligkeitseinstellung entspricht.

Die Kontrasteinstellung hingegen betrifft den Unterschied zwischen den hellen und dunklen Bereichen des Bildes. Durch die Variation der Spannungsdifferenz zwischen Gitter und Kathode kann der Kontrast des Bildes angepasst werden. Ein größerer Spannungsunterschied führt zu einem stärkeren Kontrast, während ein kleinerer Unterschied zu einem schwächeren Kontrast führt. Auf der Bildröhrenkennlinie kann der Kontrast durch den Abstand zwischen den Kennlinienkurven für die hellsten und dunkelsten Punkte visualisiert werden.

Durch die Betrachtung der Bildröhrenkennlinie kann man also den Zusammenhang zwischen der Ansteuerspannung und der Helligkeits- und Kontrasteinstellung besser verstehen und entsprechende Einstellungen vornehmen.

 

6.11 Umsetzung kleiner Videospannungen 

 

In Bild 6.11 wird die Umwandlung der Video-Spannung in Helligkeitswerte dargestellt. Die Spannung zwischen der Kathode und dem Gitter der Bildröhre steuert den Strahlstrom und somit die Helligkeit des Leuchtflecks auf dem Bildschirm. In einem Kennlinienfeld einer Bildröhre kann neben der I(Skala eine Helligkeitsskala angebracht werden, um den Helligkeitsumfang des Bildes darzustellen.

Wenn beispielsweise an der Anode der Endröhre ein Signalgemisch von 15 V Spitzenwert vorhanden ist, dann hat der eigentliche Bildinhalt entsprechend der Fernsehnorm (Bild 1.06) eine Amplitude von etwa 10 V, die sich zwischen weiß (10 % des Gesamtsignals) und schwarz (75 %) erstreckt. Wenn das Bildsignal den Bereich von -10 bis -20 V Gittervorspannung umfasst, wird dieser Spannungsbereich auf die entsprechenden Helligkeitswerte A in der rechten Skala in Bild 6.11 umgesetzt.

Durch Anpassung der Grundgittervorspannung kann die Helligkeit des gesamten Bildes beeinflusst werden. Wenn man der Bildröhre eine größere negative Grundgittervorspannung gibt, so dass das gleiche Bildsignal den Bereich B auf der Kennlinie aussteuert, werden die Helligkeitswerte dunkler. Der Drehwiderstand, der zur Einstellung der Gittervorspannung dient, wird daher als "Helligkeits-Einsteller" bezeichnet, obwohl er eigentlich die dunklen Stellen des Bildes festlegt.

Es ist wichtig anzumerken, dass die Helligkeit durch das Aufsteuern des Bildsignals entsteht. Die Bezeichnung "Helligkeit" kann jedoch zu Missverständnissen führen. Es ist besser, anstelle von "Helligkeit" von "Schwarzpegel" zu sprechen und mit diesem Bedienungsknopf ein schönes sattes Schwarz in den Schatten des Bildes einzustellen.

 

6.12 Helligkeitseinstellung 

 

In Bild 6.12 wird die Einstellung am Wehnelt-Zylinder gezeigt, um den Arbeitspunkt und damit die Grundhelligkeit der Bildröhre einzustellen. Dies geschieht im einfachsten Fall, indem eine veränderliche Spannung dem Gitter 1 der Bildröhre zugeführt wird. Zusätzlich wird während des Zeilenrücklaufs ein hoher negativer Austastimpuls an dieses Gitter angelegt, um den Strahl vollständig zu unterdrücken und zu verhindern, dass der Rücklauf durch das Bild sichtbar wird. Es ist auch vorgesehen, die Helligkeit von der Ferne aus über ein Kabel einzustellen, um nicht während der Sendung zum Empfänger gehen zu müssen.

Die Rücklauf-Austastimpulse werden direkt dem Wehnelt-Zylinder der Bildröhre zugeführt. Die Helligkeitseinstellspannung wird von einem 250-kΩ-Stellwiderstand eines Spannungsteilers abgegriffen. Die Differenz zwischen der Spannung an der Katode der Bildröhre (Anodenspannung der Video-Endröhre) und dem Abgriff am Stellwiderstand ergibt die Vorspannung der Bildröhre. Für die Fernbedienung wird ein 1-MΩ-Widerstand FB parallel zum masseseitigen Teil des eingebauten Helligkeitseinstellers über ein Kabel angeschlossen. Das Bild wird am Empfänger auf maximale Helligkeit eingestellt, und dann kann man mit der Fernbedienung die Spannung am Wehnelt-Zylinder bis zum Massepotential herunterziehen und das Bild dunkler machen. In diesem Fall führt die Bildröhrenkatode die volle Spannung von 4-105 V, während der Wehnelt-Zylinder um den gleichen Betrag negativer ist und das Bild dunkler wird.

 

6.13 Spannungsverlauf in Helligkeitswerten

 

6.14 Direkte Kopplung zwischen Video-Endstufe und Bildröhre

 

Bild 6.14 zeigt vereinfacht die Anordnung eines Kontrasteinstellers (K) und eines Helligkeitseinstellers (H). Um die Grundhelligkeit einzustellen, ändert man die Gleichspannung am Wehnelt-Zylinder und legt damit den Arbeitspunkt der Bildröhre auf den Fußpunkt ihrer Kennlinie. Dadurch ergibt sich ohne Signal oder mit dem Schwarzstreifen des Testbildes ein satter Schwarzwert. Die Helligkeitseinstellung ist also eigentlich eine Schrvarzeinstellung. Wenn der Arbeitspunkt auf der Kennlinie nach oben verschoben wird, fließt mehr Strahlstrom, das Bild wird heller, aber schwarze Stellen sind nicht mehr schwarz, sondern grau.

Die Prinzipschaltung in Bild 6.14 enthält keine Kopplungskondensatoren, um eine direkte Kopplung zwischen dem Verstärker und der Bildröhrenkatode zu ermöglichen. Dies liegt daran, dass bei Szenen mit großer Gesamthelligkeit die Spannung nahe dem Weißpegel liegt, während sie bei dunklen Bildern in der Nähe des Schwarzpegels liegt. Diese langsamen Änderungen der mittleren Spannungswerte bei verschiedenen Bildhelligkeiten entsprechen Wechselspannungen niedriger Frequenz. Ein direkt gekoppelter Verstärker kann diese übertragen, überträgt jedoch auch Gleichspannungsänderungen von der Video-Endstufe auf die Bildröhrenkatode. Wenn der Kontrast verstellt wird, ändert sich zwangsläufig auch der Arbeitspunkt der Bildröhre und damit die Grundhelligkeit. Der Kontrasteinsteller beeinflusst also auch die Helligkeit.

Um diese gegenseitige Abhängigkeit zu vermeiden und das gleichzeitige Einstellen von Kontrast und Helligkeit zu ermöglichen, wurden Schaltungen entwickelt. Dabei wird oft der Schwarzwert des Bildes konstant gehalten und der Helligkeitseinsteller, der eigentlich den Schwarzwert einstellen soll, verdeckt angeordnet. Dadurch kann der Benutzer sich auf die Einstellung des Kontrastes konzentrieren.

 

6.15 Wirkung der Einsteller von Bild 6.14

 

In Bild 6.15 wird die Funktion von Helligkeits- und Kontrasteinsteller nochmals verdeutlicht. Es ist ersichtlich, dass der "Helligkeitseinsteller" eigentlich den Schwarzwert einstellt, wie bereits in Bild 6.11 erwähnt. Bei Farbfernsehempfängern ist die korrekte Bedienung von Kontrast- und Helligkeitseinstellung besonders wichtig, um eine gute Bildqualität zu erzielen. Dabei sollte man mit dem Helligkeitsknopf anstelle von "satten Schwärzen" die Farbsättigung, also kräftige Grundfarben, einstellen.

 

6.16 Kapazitive Kopplung

 

In Bild 6.16 wird gezeigt, dass bei Verwendung eines Kopplungskondensators zwischen der Video-Endröhre und der Bildröhre die gegenseitige Abhängigkeit von Kontrast- und Helligkeitsregelung beseitigt wird. Es ist nun möglich, die Verstärkung der Endröhre, also den Kontrast, einzustellen, ohne dass sich der Arbeitspunkt der Bildröhre, also die Helligkeit, ändert, und umgekehrt.

Allerdings tritt ein anderer Effekt auf. Das vom Video-Gleichrichter gelieferte Signalgemisch besteht aus einer mittleren Gleichspannung mit einer überlagerten, nicht sinusförmigen Wechselspannung (Bildsignal mit Gleichlaufzeichen). Diese Erscheinung tritt bei jeder AM-Demodulation auf. Im Fernsehempfänger entspricht die mittlere Gleichspannung der durchschnittlichen Helligkeit der Szene. Eine Zeile oder ein Bild mit viel Weiß erzeugt eine kleine mittlere Gleichspannung (10% des Maximalpegels), während eine Zeile oder ein Bild mit einem hohen Schwarzanteil nahe der Schwarzschulter verläuft, also bei 75% des Maximalpegels, was einen großen Gleichspannungsanteil im Signalgemisch bedeutet.

Wenn eine galvanische Kopplung von der Diode bis zur Bildröhre vorliegt, wird diese langsam schwankende Gleichspannung übertragen und die Amplituden der einzelnen Zeilen behalten ihre ursprüngliche Lage zueinander bei. Das bedeutet, dass zum Beispiel die Schwarzschultern auf gleicher Höhe bleiben.

Wenn jedoch ein Kopplungskondensator in die Leitung eingefügt wird, wird der Gleichspannungsteil zurückgehalten und nur die eigentliche Videospannung übertragen. Bei einem ursprünglich dunklen Bild ist die Amplitude der Signalspannung hinter dem Kopplungskondensator gering, da der Bildinhalt nahe der Schwarzschulter verläuft. Für helle Bilder ergibt sich dagegen eine große Amplitude. Da der Arbeitspunkt der Bildröhre jetzt festgelegt ist, ordnen sich die Spannungen symmetrisch um den Arbeitspunkt herum an. Das bedeutet, dass die mittlere Helligkeit (Arbeitspunkt der Bildröhre) immer konstant bleibt. Ein ursprünglich dunkles Bild wird aufgehellt, da der Schwarzpegel bei diesem Bild weniger negativ ist als bei einem hellen Bild. Die Unterschiede zwischen hellen und dunklen Bildern verschwimmen also. Bei Nachtaufnahmen, wenn nur wenige Lichter auf dem Bildschirm zu sehen sind, erscheint der Hintergrund unnatürlich grau.

Der Vorteil der Unabhängigkeit der Einstellungen für Kontrast und Helligkeit wird anscheinend durch den Nachteil erkauft, dass dunkle Bilder aufgehellt werden. Signalmäßig betrachtet haben sich aufgrund des unterdrückten Gleichspannungsanteils die Schwarzschultern gegeneinander verschoben, sie liegen also nicht mehr in einer Reihe.

 

6.17 Schwarzwertdiode

 

Bild 6.17 und 6.18 beschäftigen sich mit der Verwendung einer Schwarzwert- oder Klemmdiode, um den Schwarzpegel im Video-Verstärker zu erhalten, wenn ein Kopplungskondensator verwendet wird.

Manchmal ist es schwierig, den Videoverstärker gleichstrommäßig anzukoppeln, insbesondere wenn man die hohe Anodenspannung der Video-Endröhre von der Bildröhrenversorgung trennen möchte (siehe Bild 6.17). Auch bei Transistorschaltungen kann es im Ermessen des Schaltungsentwicklers liegen, ob das Videosignal direkt oder über einen Koppelkondensator zugeführt wird.

Wenn jedoch ein Kopplungskondensator im Video-Teil verwendet wird und man nicht auf einen konstanten Schwarzpegel verzichten möchte, muss der Pegel hinter diesem Kondensator künstlich wiederhergestellt werden. Dazu muss das helle Bild nach rechts verschoben werden, indem die Gitterspannung der Bildröhre für dieses Bild positiver gemacht wird. Dadurch steigt der mittlere Strahlstrom, und das Bild wird insgesamt heller. Dadurch treten die ursprünglichen Helligkeitsunterschiede wieder deutlicher hervor.

 

6.18 Wirkung der Schwarzwertdiode

 

Um diese von der Signalamplitude abhängige Vorspannung zu erzeugen, wird die Videospannung durch eine Diode gleichgerichtet. Dadurch erhält man eine Regelspannung, die etwa der Hälfte der Gesamtamplitude des Signalspannungsgemisches entspricht. In Bild 6.18 unten ist dargestellt, wie diese Regelspannung das helle Bildsignal so verschiebt, dass das richtige Verhältnis zu einem dunklen Bild wiederhergestellt wird und der Schwarzpegel in beiden Fällen gleich wird.

Um diese Hilfsspannung zu erzeugen, wird prinzipiell ein Dioden-Gleichrichterkreis an die Video-Endstufe gemäß Bild 6.17 gekoppelt. Ein Entkopplungswiderstand von 5 bis 10 kOhm verhindert, dass die Kapazität dieses Hilfskreises die Endstufe belastet und die Höhen beeinträchtigt. Der Kreis kann auch unterhalb der Höhenresonanzdrossel angeschlossen werden. Die Diode wird so gepolt, dass der Pluspol der Gleichspannung zum Gitter der Bildröhre (Wehnelt-Zylinder) zeigt. Die von der Diode erzeugte Zusatzspannung wirkt also der Grundgittervorspannung -Uf/i entgegen. Der Ladekondensator und der Ableitwiderstand des Gleichrichterkreises werden so dimensioniert, dass eine Spitzen-Gleichrichtung auftritt, sodass die Regelspannung tatsächlich dem halben Wert der Gesamtamplitude des Bildsignals entspricht. Außerdem wird die Grenzfrequenz so niedrig gehalten, dass nur die langsam verlaufenden Helligkeitsunterschiede verschiedener Bilder beeinflusst werden, nicht jedoch die Helligkeitsschwankungen innerhalb einer Zeile. Da diese Schaltung den Schwarzpegel an der richtigen Stelle hält, wird die Diode auch als Klemmdiode bezeichnet.

 

6.19 Strahlstrombegrenzung durch Schaltdiode 

 

Bild 6.19 zeigt eine Strahlstrombegrenzung, die verwendet wird, um die Hochspannungsquelle der Bildröhre nicht zu überlasten und den Bildschirm vor Schäden durch einen zu hellen Brennfleck zu schützen.

Im normalen Betrieb bilden der Arbeitswiderstand R1 der Video-Endstufe, die Diode D und der Widerstand R2 einen Spannungsteiler zwischen der Transistorbetriebsspannung Uß und Masse. Punkt A ist dann positiv gegenüber Punkt B, und die Diode leitet, sodass das Bildsignal ungehindert zur Bildröhre gelangen kann.

Wenn jedoch eine zu große Helligkeit dauerhaft auftritt, fließt ein größerer Anodenstrom in der Bildröhre zwischen Masse und +16 kV. Dadurch erhöht sich der Strom im Widerstand R2, und der Spannungsabfall über R2 wird größer. Punkt B wird dann positiver gegenüber A, sodass an der Kathode der Diode eine positive Spannung gegenüber ihrer Anode anliegt und die Diode den Hauptteil des Strahlstroms von der Anode der Video-Endstufe blockiert. Der 0,2-nF-Kondensator lässt jedoch weiterhin das Bild passieren, obwohl sich der Schwarzwert verschiebt. Dadurch wird verhindert, dass die Bildröhre überlastet wird. Diese Begrenzung setzt schlagartig bei einem bestimmten Grenzwert ein.

Es ist wichtig zu beachten, dass dieses Beispiel lediglich die grundlegende Funktionsweise einer solchen Strahlstrombegrenzung verdeutlicht. In modernen Schaltungen werden spezielle Transistor-Schaltstufen verwendet, die zusätzlich den Strahlstrom sofort unterdrücken, wenn der Empfänger ausgeschaltet wird. Beim Ausschalten des Empfängers fallen die Ablenkspannungen für das Raster sofort weg, während die Kathode der Bildröhre noch nachglüht und die Hochspannung nur langsam abklingt. Ohne eine sofortige Unterdrückung des Strahlstroms nach dem Ausschalten würde ein heller Punkt in der Mitte des Bildschirms zurückbleiben, der im Laufe der Zeit einen Fleck einbrennen könnte. Daher werden in modernen Schaltungen spezielle Maßnahmen ergriffen, um dieses Problem zu vermeiden.

 

6.21 Transistorbestückter Videoverstärker 

 

Bild 6.21 zeigt einen Video-Verstärker für einen Schwarzweißempfänger, der aus zwei Stufen besteht. Die Vorstufe verwendet den Transistor BC 237 B als Impedanzwandler in Kollektorschaltung, der für die Videofrequenzen arbeitet. Diese Stufe passt den hochohmigen Ausgang des Bild-ZF-Demodulators an die niederohmige Verbindungsleitung zwischen Vor- und Endstufe an.

Zwischen dem Demodulator und dem ersten Transistor befindet sich ein Spulentiefpass, der einen konstanten Frequenzgang für das Videospektrum sicherstellt und die Reste der Bild-Zwischenfrequenz und ihrer Oberwellen unterdrückt. Am Fußpunkt dieses Kreises befindet sich ein Gleichspannungsteiler für die Basisspannung des ersten Transistors. Da der Video-Verstärker gleichstromgekoppelt ist, um den Schwarzpegel korrekt zu übertragen, bestimmt der 10-kOhm-Trimmwiderstand den Arbeitspunkt des gesamten Verstärkers.

Hinter dem Tiefpass zweigt die Leitung zum Ton-ZF-Verstärker ab. Dadurch konnte der Emitterkreis des ersten Videotransistors als 5,5-MHz-Ton-ZF-Falle mit hoher Sperrdämpfung ausgeführt werden. Die Widerstände R1 bis R8, einschließlich des Transistors T1, bilden eine Brückenschaltung. Die Diagonale R3 - R4 führt keine Gleichspannung, wodurch das Videosignal zur Kontrasteinstellung am Potentiometer R4 abgegriffen werden kann, ohne den Arbeitspunkt der Endstufe zu beeinflussen. Das Videosignal kann im Verhältnis 5:1 bei konstantem Schwarzpegel geändert werden, was eine sehr weitreichende Kontrasteinstellung ermöglicht.

Für den Ablenkteil oder das Amplitudensieb werden positive Synchronisierimpulse benötigt. Das dafür erforderliche Videosignal wird am Kollektor des Vorstufentransistors abgegriffen. Dieser arbeitet in Emitterschaltung mit einem Arbeitswiderstand von 1 kOhm und bietet eine zweifache Verstärkung im Vergleich zum Bild-ZF-Demodulatorkreis.

Die Endstufe liefert bei einer Betriebsspannung von 245 V ein Videosignal von 90 Vss. Der Spannungsteiler R7 - R8 - R9 verhindert, dass die Kollektorgleichspannung die Betriebsspannung von 245 V erreicht, falls der Transistor längere Zeit gesperrt sein sollte. Die frequenzabhängige Gegenkopplung über 1,3 nF parallel zum Emitterwiderstand R9 hebt Frequenzen ab 1 MHz an und gleicht damit Verluste in den Basis- und Kollektorkapazitäten aus. In der gesamten Video-Endstufe ist daher im Gegensatz zu früheren Röhrenschaltungen keine Spule mehr erforderlich, um den Frequenzgang zu korrigieren und abzustimmen. Es sind nur noch die drei Induktivitäten im Diodenfilter und die Spule der Ton-ZF-Falle vorhanden.

In der Videoleitung zur Bildröhre befindet sich die Diode D4, um den Strahlstrom zu begrenzen, sowie eine Funkenstrecke, die etwaige Bildröhrenüberschläge auf 2 kV begrenzt. Selbst diese Spannung kann jedoch den Endtransistor gefährden. Aus diesem Grund ist eine weitere Diode D3 vorgesehen. Sie leitet bei Spannungen über 135 V und schaltet dann den Kollektor des Transistors an die 135-V-Leitung des Stromversorgungsteils. Dadurch kann die Spannung am Kollektor diesen Wert nicht überschreiten. Der 2,2-kOhm-Widerstand vor der Diode D3 begrenzt den Strom durch diese Diode.

Schließlich soll die Diode D2 verhindern, dass die maximal zulässige Basis-Emitter-Spannung von 5 V überschritten wird. Diese Maßnahmen zeigen, dass Hochleistungsendstufen auch mit Transistoren zuverlässig gegen Hochspannung geschützt werden können.

 

7. Schwarz-Weiß-Bildschirmröhre

Bildröhren sind das zentrale Bauelement in einem Fernsehgerät und dienen zur Erzeugung des sichtbaren Bildes. Sie bestehen aus einem evakuierten Glasgefäß, das eine Kathode, eine Anode und eine Elektronenstrahlablenkung enthält. Die grundlegende Funktionsweise beruht auf der Beschleunigung und Ablenkung von Elektronen, die von der Kathode emittiert werden.

Die Kathode in der Bildröhre emittiert Elektronen durch thermische Emission oder durch Feldemission, je nach Art der Röhre. Diese Elektronen werden durch eine hohe Anodenspannung zur Anode beschleunigt, wodurch ein Elektronenstrahl entsteht. Die Anode besteht aus einer leitenden Schicht, die den Elektronenstrahl auf den Leuchtschirm lenkt.

Der Leuchtschirm befindet sich an der Innenseite des Bildröhrenglases und besteht aus einer phosphorbeschichteten Schicht. Wenn der Elektronenstrahl auf den Leuchtschirm trifft, regt er die Phosphoratome zum Leuchten an, wodurch das sichtbare Bild erzeugt wird. Durch die Steuerung der Intensität des Elektronenstrahls kann die Helligkeit des Bildes gesteuert werden.

Um den Elektronenstrahl zu steuern und das Bild auf dem Leuchtschirm zu formen, werden Ablenksysteme verwendet. Es gibt zwei Arten von Ablenkungen: die horizontale Ablenkung (Zeilenablenkung) und die vertikale Ablenkung (Bildablenkung). Diese Ablenksysteme erzeugen ein rasterförmiges Muster auf dem Leuchtschirm, das aus vielen einzelnen Bildpunkten besteht, auch als Pixel bezeichnet. Für Schwarzweiß-Bildröhren werden hohe Anodenspannungen von bis zu 18.000 V verwendet, um den Elektronenstrahl zu beschleunigen. Diese hohen Spannungen erfordern entsprechend höhere Steuerspannungen, um den Strahlstrom zu beeinflussen. Aus diesem Grund blieben die Endstufen von Videoverstärkern lange Zeit mit Röhren bestückt, da Röhren höhere Spannungen besser vertragen als Transistoren.

 

7.01 Hauptbestandteile der Fernsehbildröhre

 

Der Aufbau einer Bildröhre im Fernsehempfänger besteht aus mehreren Hauptteilen:

1. Elektronenquelle: Auch als "Elektronenkanone" bezeichnet, ist dies die Quelle für den Elektronenstrahl. Sie emittiert ständig Elektronen und erzeugt so ein feines Elektronenbündel.

2. Bündelungseinrichtung: Diese Einrichtung konzentriert den Elektronenstrahl in der Bildschirmebene zu einem feinen Leuchtfleck. Dadurch wird eine hohe Bildschärfe erreicht.

3. Rohrförmige Anode: Die Anode ist ein Teil der Bildröhre und gibt den Elektronen, die aus der Kathode austreten, die erforderliche Geschwindigkeit. Innerhalb des trichterförmigen Teils des Glasgefäßes setzt sich die Anode durch einen Grafitbelag fort.

4. Ablenkspulen: Diese Spulen befinden sich außen um den Röhrenhals der Bildröhre und dienen der horizontalen und vertikalen Ablenkung des Elektronenstrahls. Durch die Ansteuerung der Ablenkspulen kann der Strahl über den Leuchtschirm bewegt werden und das Bild aufgebaut werden.

5. Leuchtschirm: Der Leuchtschirm befindet sich auf dem Röhrenboden und besteht aus einer beschichteten Oberfläche, meist Phosphor. Wenn der Elektronenstrahl auf den Leuchtschirm trifft, werden die beschichteten Bereiche zum Leuchten angeregt und erzeugen das sichtbare Bild.

Die Funktionsweise der Bildröhre beruht auf der Beschleunigung und Ablenkung des Elektronenstrahls durch magnetische Felder. Durch die gezielte Steuerung des Elektronenstrahls und seine präzise Ablenkung über den Leuchtschirm entsteht das visuelle Bild, das auf dem Fernsehbildschirm zu sehen ist.

 

7.02  Indirekt geheizte Katode

 

Die Elektronenquelle in der Bildröhre besteht aus einer geheizten Kathode, die mit einer emittierenden Schicht beschichtet ist. Die Kathode ist punktförmig und wird durch einen separaten Heizfaden erhitzt. Der Heizfaden befindet sich in einem Nickelröhrchen, das an der Vorderseite geschlossen ist. Auf der Stirnfläche des Röhrchens befindet sich die Emissionsschicht, die einen Durchmesser von 0,3 bis 1 mm aufweist.

Durch die Erhitzung der Emissionsschicht werden Elektronen aus dieser Schicht herausgelöst und umgeben die Kathode als Elektronenwolke. Dieser Zustand wird als Raumladung bezeichnet. Die Elektronen werden durch die Elektronenquelle kontinuierlich emittiert und bilden den Elektronenstrahl, der in der Bildröhre verwendet wird, um das Bild auf dem Leuchtschirm zu erzeugen.

 

7.03 Wehnelt-Zylinder 

 

Um die Elektronenwolke zu einem gebündelten Strahl zu formen, wird die Kathode von einem zylinderförmigen Wehnelt-Zylinder umgeben. Dieser Zylinder besteht aus einer Kappe mit einer winzigen Öffnung, auch Lochblende genannt, an seiner vorderen Stirnfläche. Der Wehnelt-Zylinder ist negativ vorgespannt und wirkt daher abstoßend auf die Elektronen. Dadurch werden die Elektronen zur Achse hin zusammengezogen und treten durch die enge Lochblende aus.

Der Wehnelt-Zylinder erfüllt auch eine Steuerfunktion. Wenn die Spannung zwischen der Kathode und dem Wehnelt-Zylinder nahe Null liegt, nimmt der Strahlstrom zu und der Leuchteffekt wird heller. Wenn die Spannung jedoch stark negativ ist, wird der Strahl vollständig unterdrückt, da die Elektronen aufgrund der stark abstoßenden Wirkung des Wehnelt-Zylinders nicht mehr aus der Kathode austreten können. Der Wehnelt-Zylinder wird auch als Gitter 1 (g1) bezeichnet, aufgrund seiner Ähnlichkeit mit dem Steuergitter einer Verstärkerröhre.

 

7.04 Strahlstrom einer Fensehbildröhre Vergleich mit Anodenstrom 

 

Das Diagramm in Bild 7.04 zeigt den Verlauf des Strahlstroms in Abhängigkeit von der negativen Spannung am Wehnelt-Zylinder. Die Kennlinien ähneln denen eines Steuergitters einer Triode oder Pentode und verschieben sich annähernd parallel, wenn die Anoden- oder Schirmgitterspannung verändert wird. Die Strahlströme in einer Bildröhre sind jedoch wesentlich geringer und liegen normalerweise im Bereich von einigen hundert Mikroampere.

Die Helligkeit oder Leuchtdichte auf dem Bildschirm hängt von der Strahlstromstärke ab. Im Diagramm sind die Kennlinien für drei verschiedene Schirmgitterspannungen (UB2) dargestellt. Je kleiner die Schirmgitterspannung ist, desto niedriger sind die Strahlströme und die Helligkeit wird geringer.

Es ist auch zu erkennen, dass durch Ändern der Spannung am Wehnelt-Zylinder der Strahlstrom beeinflusst werden kann. Wenn beispielsweise bei einer Kennlinie mit UB2 = 250 V und einer Videosignal-Spannung von Ug1 = -20 V ein Strahlstrom von 150 µA eingestellt ist, kann durch Verringern der Spannung auf -50 V der Strahlstrom auf Null reduziert werden, und der Leuchtfleck verschwindet. Diese Steuermöglichkeit wird genutzt, um den Strahl im Fernsehempfänger von einem Zeilenende zum Anfang der nächsten Zeile zurückzusetzen, was als Schmarrz-Tastung bezeichnet wird.

 

Elektronenoptik

 

7.11 Schwertkraftlinien der Erde 

 

Das Diagramm in Bild 7.11 zeigt die Schwerkraftlinien der Erde, die senkrecht auf dem Meeresspiegel oder auf Linien gleichen Abstandes davon stehen. Diese Schwerkraftlinien zeigen die Richtung der Schwerkraft an allen Punkten der Erde an. Gegenstände, die sich im Schwerkraftfeld befinden, werden in Richtung der Schwerkraftlinien angezogen.

 

Wegavision 3000

 

Die Schwerkraft wirkt immer senkrecht nach unten entlang dieser Schwerkraftlinien, die zum Erdmittelpunkt M zusammenlaufen. Ruhende oder sich bewegende Gegenstände werden von dieser Schwerkraft angezogen und fallen senkrecht in Richtung der Schwerkraftlinien nach unten. Selbst wenn sie zuvor eine andere Eigenbewegung hatten (wie schräg emporgeworfene Steine oder Geschosse), werden sie in die Richtung der Schwerkraftlinien umgelenkt.

Es ist wichtig, sich Folgendes zu merken:
1. Schwerkraftlinien verlaufen immer senkrecht zu den Flächen gleichen Niveaus vom Ausgangsort der Kraft aus.
2. Körper, die sich in einem Schwerkraftfeld befinden, werden in Richtung der Schwerkraftlinien gezogen.

 

7.12 Kraftlinien stehen immer senkrecht auf den Linien der Spannung

 

Das Diagramm in Bild 7.12 zeigt die elektrischen Kraftlinien zwischen den Platten eines Kondensators. Um die Richtung der Kraftlinien zu bestimmen, werden Äquipotentiallinien konstruiert, die Linien gleicher Spannungshöhe darstellen (ähnlich den Linien gleicher Niveauhöhe im Schwerkraftfeld).

In der Mitte zwischen den beiden Platten herrscht beispielsweise eine halbe angelegte Spannung, hier +300 V. An den Rändern überwiegt der Einfluss der näheren Platte, wodurch die Potentiallinien in diesem Bereich gebogen werden. Die elektrischen Kraftlinien stehen ebenfalls senkrecht auf diesen Äquipotentiallinien. An den gekrümmten Stellen stehen die kurzen, als geradlinig betrachteten Abschnitte der Kurven senkrecht aufeinander.

Teilchen, wie zum Beispiel negative Elektronen, die in ein elektrisches Kraftfeld gelangen, werden in Richtung dieser Kraftlinien abgelenkt.

 

7.13 Schalenförmige Kraftfelder 

 

In Bild 7.13 ist die Anordnung einer rohrförmigen Anode in einigem Abstand vom Wehnelt-Zylinder einer Bildröhre dargestellt. Die Anode wird mit einer positiven Spannung beaufschlagt und bildet mit dem Wehnelt-Zylinder einen Kondensator. Die Potentiallinien zwischen den beiden Polen krümmen sich in die Lochblenden hinein, ähnlich wie in Bild 7.12 um die äußeren Kanten. Da sowohl der Wehnelt-Zylinder als auch die Anode rohrförmige Körper sind, bilden sich in Wirklichkeit schalenförmige Äquipotentialflächen, nicht nur Potentiallinien.

 

7.14 Senkrechte Kraftlinien bei Potentialfläche

 

In Bild 7.14 werden die aus dem Wehnelt-Zylinder austretenden Elektronen in Richtung der elektrischen Kraftlinien gedrängt. Sie versuchen also, möglichst senkrecht durch die Äquipotentialflächen zu fliegen. Bereits an der vorderen Äquipotentialfläche A werden sie so stark zur Mitte hin abgelenkt, dass sich alle Elektronen an einem Punkt (dem Bündelknoten) auf der Mittelachse kreuzen.

 

7.15 Aufeinanderfolgende Anoden 

 

In Bild 7.15 wird die Funktion der elekrostatischen Fokussierung schrittweise erklärt. Zunächst ist nur Gitter 2 und eine rohrförmige Anode dargestellt. Gitter 2 wird mit einer Spannung von etwa 300-500 V versorgt, während die Anode eine Spannung von etwa 16-18 kV erhält. Zwischen Gitter 2 und Anode bilden sich schalenförmige Potentialflächen aus. Aufgrund des größeren Durchmessers der Anode verlaufen die Flächen dort in größeren Rundungen.

Wenn ein Elektronenstrahl schräg auf die erste stark gekrümmte Potentialfläche beim Punkt P trifft, wird er zu der senkrecht auf dieser Fläche stehenden elektrischen Kraftlinie hingebogen. Der Strahl tritt daher mit einem kleineren Winkel aus der Schale aus. Dieser Vorgang wiederholt sich an den nächsten dicht hintereinander liegenden Flächen, sodass sich alle Strahlen zu einem spindelförmigen Bündel konzentrieren. An den rechts liegenden entgegengesetzt gekrümmten Flächen laufen die Strahlen nicht mehr auseinander, da das Bündel dort bereits so schmal ist, dass es praktisch durch den Mittelpunkt der Schalen geht und nicht mehr abgelenkt wird.

Diese Anordnung funktioniert ähnlich wie eine Sammellinse oder ein Brennglas für sichtbare Lichtstrahlen und wird daher als elektrische Linse oder Elektronenoptik bezeichnet. Sie sammelt die Elektronenstrahlen, die vom Bündelknoten ausgehen, und vereinigt sie zu einem Brennpunkt. In der Praxis erhält Gitter 2 und die Anode eine spezifische Form und wird mit festen Spannungen betrieben, um einen Brennpunkt auf dem Bildschirm zu erzeugen.

 

7.16 Feinfokussierung durch Unterteilen der Röhrenstücke 

 

Um Toleranzen auszugleichen und die äußerste Schärfe einstellen zu können, wird in Bild 7.16 eine Feinfokussierung vorgenommen. Dazu wird der Anodenzylinder in zwei Rohrstücke, g3 und g5, unterteilt, und eine vierte Elektrode, g4, wird über der Lücke angeordnet. An diese Elektrode wird eine veränderliche Spannung von 0 V bis etwa +400 V angelegt.

Die niedrige Spannung an g4 versucht, in die Lücke zwischen den auf 16 kV aufgeladenen Rohrstücken zu drängen. Dadurch entsteht ein System aus zwei etwa plankonvexen Sammellinsen. Durch die Verstellung der Spannung an g4 kann die Brennweite dieses Linsensystems geändert werden. Dadurch kann man im Werk oder nach dem Austausch einer Bildröhre die optimale Schärfe einstellen.

Die Fokussierelektrode g4 und die gesamte Systemkonstruktion der Schmalbündeloptik bieten zwei Vorteile:

1. Der Leuchtpunkt des nun nadelfeinen Strahls bleibt auch bei größter Ablenkung bis zum Rand des Bildschirms scharf, obwohl der Weg bis zum Bildrand wesentlich länger ist als zur Bildmitte.

2. Die Röhreneigenschaften bleiben unabhängig von Spannungsschwankungen konstant, sodass die Schärfe konstant bleibt.

 

7.17 Empfängerschaltung einer Schwarzweißbildröhre

 

In Schaltungen wird das beschriebene Bildröhrensystem mit den Gittern g1 bis g5 wie in Bild 7.17 dargestellt. Aufgrund der hohen Anodenspannung (14...18 kV) wird der Anodenanschluss a weit entfernt von den anderen Elektroden an der Glaswand des Kolbens herausgeführt. Die anderen Anschlüsse sind zu einem Stecksockel vereinigt. Die Anode setzt sich über einen leitenden Innenbelag aus Grafit fort. Der Kolben ist außen metallisiert und erhält einen Masseanschluss m. Die Heizfädenanschlüsse werden im Schaltsymbol normalerweise weggelassen und erscheinen nur in einem separaten Heizkreisschema der Gesamtschaltung des Empfängers.

 

7.18 Schaltsymbol der Sockelanschlüsse

 

Die Typenbezeichnung der heutigen Schwarzweiß-Bildröhren besteht aus den Buchstaben A, zwei Zahlengruppen und dem Buchstaben W, zum Beispiel A 50-12 W. Dabei haben die Bezeichnungen folgende Bedeutung:

- A: Fernsehbildröhre
- 50: Bildschirmdiagonale in Zentimetern
- 12: (zweite Zahlengruppe) eine spezifische Typenbezeichnung innerhalb dieser Bildschirmgröße
- W: Weiß, was auf eine Bildröhre für Schwarzweißempfänger hinweist

Bei Farbbildröhren wird anstelle des W ein X verwendet. Veraltete Bildröhren mit den Buchstabengruppen AW und MW werden noch für Ersatzbestückungen geliefert und in Röhrendatenbüchern aufgeführt.

 

7.19 Bildröhrendiagonale mit größten Ablenkwinkel

 

Die äußeren Merkmale einer Bildröhre werden durch die Abmessungen des Leuchtschirms angegeben. Die Größe des Leuchtschirms wird entweder durch seine Diagonale oder durch den größten Durchmesser des von den Elektronen getroffenen Kreises angegeben. Der tatsächlich nutzbare Durchmesser des Schirms ist jedoch geringer, da ein Rand von etwa 12 bis 15 mm Breite abgedeckt oder nicht beschrieben werden kann.

Die Länge einer Röhre hängt von ihrer Bauform ab. Im Laufe der Zeit wurden die Baulängen der Röhren schrittweise verkürzt, indem der Ablenkwinkel des Elektronenstrahls vergrößert wurde. Der maximale Ablenkwinkel für die Bilddiagonale beträgt bei den gebräuchlichen Röhren 110°. Früher waren Röhren mit einem Ablenkwinkel von 90° oder sogar 70° im Einsatz.

 

7.20 Verkürzung der Bildröhre

 

Bei Schwarzweiß-Bildröhren gibt es derzeit Ausführungen mit Bilddiagonalen von 28 cm und 31 cm für transportable Geräte sowie von 44 cm, 47 cm, 50 cm und 56 bis 66 cm für Heimgeräte. Andere konstruktive Unterschiede wie die Art der Halterung, Röhren für Durchstecktechnik oder Dünnhalsausführungen haben keine grundlegende Bedeutung für die Funktion der Bildröhre.

 

Ablenkung des Elektronenstrahls 

7.21 Richtung des Magnetfelds

 

In Bild 7.21 wird das Prinzip der Ablenkspulen erklärt. Um das Fernsehbild aufzubauen, muss der Lichtfleck zeilenweise über die Bildfläche der Röhre geführt werden. Hierfür wird der Elektronenstrahl durch magnetische Wechselfelder waagerecht und senkrecht abgelenkt. An zwei gegenüberliegenden Seiten des Röhrenhalses werden jeweils eine Spule angeordnet, deren Achsen in einer gemeinsamen Flucht liegen. Die Wicklungen der Spulen werden so geschaltet, dass sie zusammen als eine durchgehende Spule wirken, die in der Mitte auseinandergezogen ist.

Wenn ein Gleichstrom durch diese Anordnung geschickt wird, entsteht ein langgestreckter Elektromagnet, bei dem beispielsweise der Nordpol links liegt. Zwischen den beiden Teilspulen bildet sich ein gleichmäßiges magnetisches Kraftfeld aus, das quer zum Röhrenhals und zur Flugrichtung der Elektronen verläuft. Der Elektronenstrahl e wird durch dieses Magnetfeld abgelenkt, senkrecht zum Magnetfeld und senkrecht zur Stromrichtung gemäß der Dreifingerregel der Elektrotechnik. Das bedeutet, der Strahl wird entweder nach oben oder nach unten abgelenkt. Wenn die Spulen mit Wechselstrom versorgt werden, wird der Lichtfleck mit derselben Frequenz hin und her bewegt und bildet eine leuchtende Linie. Dies ermöglicht die zeilenweise Ablenkung des Strahls über die Bildfläche.

 

7.22 Ablenkspulenpaar zum Erzeugen des Magnetfeldes 

 

In Bild 7.22 wird die Grundform eines Ablenkspulenpaares gezeigt, das rechteckförmig ist. Um ein kräftigeres Magnetfeld zu erzeugen und die Kraftlinien parallel zu halten, werden die Spulen näher an den Röhrenhals gebracht. Daher werden die rechteckigen Spulen in der Nähe des Röhrenhalses so geformt, dass sie unmittelbar anliegen, wie in Bild 7.23 dargestellt.

 

7.23 Ablenkspulen

 

Um eine senkrechte Vorschubbewegung zur Zeilenrichtung zu erzeugen, wird ein zweites Spulenpaar zusätzlich angeordnet, das um 90° gegenüber dem ersten Paar versetzt ist. Das erste Paar dient als Zeilenablenkspulen und das zweite Paar als Bildablenkspulen.

Durch die spezielle Form der Wicklung wird sichergestellt, dass die Bildzeilen möglichst gerade bis zum Bildrand verlaufen und auch in den Ecken des Bildes scharf sind. Aufgrund ihrer charakteristischen Form werden diese Spulen als Sattelspulen oder Pantoffelspulen bezeichnet.

 

7.24 Andere Anordnung

 

In Bild 7.24 wird eine weitere Form von Ablenkspulen gezeigt, die es ermöglicht, ein Magnetfeld quer durch den Röhrenhals zu erzeugen. Zwei Spulen werden seitlich am Röhrenhals angeordnet, so dass ihre Achsen parallel zueinander stehen. Die Wicklungen sind so verbunden, dass bei Anlegen eines Gleichstroms beispielsweise oben in beiden Spulen ein Nordpol entsteht. Die Kraftlinien beider Spulen vereinigen sich im Inneren des Röhrenhalses zu einem Magnetfeld mit parallel verlaufenden Kraftlinien. Dieses Feld lenkt den Strahl senkrecht zur Strahlrichtung und senkrecht zu den Kraftlinien ab, wie es die Dreifingerregel besagt. Dadurch entsteht die gewünschte Bewegung des Leuchtfleckes, in diesem Fall in horizontaler Richtung.

 

7.25 Toroid-Spulen mit zwei Spulenpaaren

 

In der Praxis werden die Spulen weiter unterteilt und insgesamt vier Teilspulen auf einem Ferritring angeordnet, wie in Bild 7.25 dargestellt. Im Gegensatz zu Sattelspulen werden diese Spulen als Toroid-Spulen bezeichnet, da sie auf einem Ringkörper (Torus) angeordnet sind.

In Fernsehempfängern ist es äußerst wichtig, dass die magnetischen Feldlinien der Ablenkspulen innerhalb der Bildröhre vollständig parallel verlaufen. Andernfalls würde das Bild kissen- oder tonnenförmig verzerrt. Um solche Fehler zu vermeiden, werden je nach den Überlegungen und Berechnungen des Entwicklungsingenieurs entweder Sattelspulen, Toroid-Spulen oder sogar eine Kombination beider verwendet. Zum Beispiel können Sattelspulen für die horizontale Ablenkung und Toroid-Spulen für die vertikale Ablenkung eingesetzt werden. Zusätzlich können durch spezielle Wickelquerschnitte bestimmte Feldverzerrungen ausgeglichen werden. Kissenförmige Verzeichnungen lassen sich auch durch zusätzliche kleine Permanentmagnete am Bildröhrenkolben ausgleichen.

 

7.26 Ablenkteil für 47cm und 59cm Rechteckbildröhren

 

In Bild 7.26 wird eine Ablenkeinheit für elektrostatisch fokussierte Bildröhren mit großem Ablenkwinkel gezeigt (Valvo). Zur Vertikalablenkung werden Toroidspulen verwendet, die auf einen teilweise konischen Ferritring gewickelt sind. Dieser Ring umfasst auch die Horizontalspulen und verlegt die Ablenkfelder weit nach vorn zum Bildkolben. Die Spulen für die Vertikalablenkung sind als weitausladende Sattelspulen ausgeführt. Die gesamte Spulenform ist so gestaltet, dass sich über die gesamte Bildfläche hinweg ein gleichmäßig scharfes Raster ergibt.

Zur Abgleichung der Bildgeometrie werden zwei verstellbare Stabmagnete verwendet. In den Horizontalablenkspulen treten sehr hohe Spannungsspitzen auf, die zu Durchschlägen zwischen den einzelnen Windungen führen können, wenn die Lackisolation beschädigt ist. Aus diesem Grund werden die Sattelspulen bereits in ihrer endgültigen Form durch komplizierte Spezialmaschinen gewickelt. Nachträgliches Biegen und Formen birgt die Gefahr, dass an den Biegestellen und Drahtkreuzungen feinste Risse im Lack entstehen, durch die die Hochspannung durchschlagen kann.

 

7.27 Sägezahnverlauf des Ablenkstroms

 

Um den Lichtfleck mit gleichmäßiger Geschwindigkeit über den Bildschirm zu bewegen, werden sägezahnförmige Wechselströme in den Ablenkspulen verwendet. Diese Ströme steigen linear an und springen am Ende der Zeile oder des Bildes schnell zum Anfangswert zurück. Ein solcher sägezahnförmiger Strom steigt gleichmäßig vom negativen Wert A über den Nullwert B bis zum positiven Spitzenwert C an. Dadurch entsteht ein entsprechendes Magnetfeld in den Spulen.

Bei einem negativen Stromwert A wird der Lichtfleck beispielsweise ganz nach links abgelenkt. Bei Stromwert Null ist kein Magnetfeld vorhanden und das Elektronenstrahlenbündel behält seine ursprüngliche Richtung bei, sodass sich der Lichtfleck in der Mitte des Bildschirms befindet. Bei einer Änderung der Stromrichtung wandert der Lichtfleck nach rechts und erreicht schließlich die äußerste Stellung bei C. Von dort springt er in einer viel kürzeren Zeit zurück zum Anfangspunkt A1 des nächsten sägezahnförmigen Stroms (Rücklauf). Diese Rücklaufzeit sollte innerhalb der "Schwarzschulter" des Fernsehsignals liegen, damit der Rücklauf auf dem Leuchtschirm unsichtbar ist.

 

7.28 Leuchtflecks Weg 

 

Für die Zeilenablenkung im Fernsehempfänger wird ein sägezahnförmiger Strom mit einer Frequenz von 15.625 Hz verwendet. Durch die um 90° gedrehten Bildablenkspulen fließt hingegen ein sägezahnförmiger Strom mit der Rasterfrequenz von 50 Hz. Durch das gemeinsame Arbeiten beider Ablenkströme entsteht die Aufeinanderfolge der einzelnen Fernsehraster.

Die benötigten sägezahnförmigen Ströme in den Ablenkspulen sind von beträchtlicher Größe und müssen von leistungsfähigen Verstärkerstufen geliefert werden. In speziellen Oszillatoren werden dazu sägezahnförmige Spannungen erzeugt, die anschließend verstärkt werden. Diese Sägezahnspannungen werden auch als "Kippspannungen" bezeichnet, da der Spannungswert langsam ansteigt und dann schnell auf den Anfangswert zurückfällt.

Die Tatsache, dass hohe Ablenkströme benötigt werden, lässt sich daraus ableiten, dass der Elektronenstrahl durch eine Anodenspannung von 16-18 kV beschleunigt wird. Der Elektronenstrahl ist daher sehr "steif" und es sind kräftige Magnetfelder erforderlich, um ihn aus seiner Ruheposition zu bewegen.

 

7.29 Vorverzerrung des Ablenkstrom

Beim gleichmäßigen Ansteigen des Ablenkstroms, wie in Bild 7.27 dargestellt, wird der Elektronenstrahl um gleiche Winkelbeträge ausgelenkt. Aufgrund der flachen Krümmung des Bildschirms würden die Bildzeilen am oberen und unteren Rand dadurch einen größeren Abstand zueinander haben als in der Mitte. Um dies auszugleichen, darf der Ablenkstrom nicht genau linear ansteigen, wie zunächst dargestellt, sondern er muss leicht S-förmig verzerrt werden.

Diese Verzerrung wird durch geeignete Gegenkopplungsschaltungen und andere Korrekturelemente in den Ablenk-Endstufen erreicht. Insbesondere bei Farbfernsehempfängern, bei denen drei verschiedene farbige Raster genau übereinanderliegen müssen, erfordert dies einen erheblichen Schaltungsaufwand. Das Abgleichen der Ablenkströme auf die genaue Geometrie mittels eines Gitternetzes aus einem Bildmustergenerator ist daher eine wichtige Aufgabe bei der Prüfung und Wartung in Servicewerkstätten.

 

Der Bildschirm

7.31 Lichthof der Glaswand

 

Der Kolben einer Bildröhre ist auf der Innenseite mit einer sehr dünnen Schicht spezieller Leuchtstoffe bedeckt, die aufleuchten, wenn sie von Elektronen getroffen werden. Die Helligkeit des Leuchtflecks hängt von der Stärke des Elektronenstroms ab. Die Farbe des Schirmbildes wird durch die verwendeten Leuchtstoffe bestimmt. Zum Beispiel erzeugt Kalziumwolframat ein bläuliches Bild und Zinksulfid erzeugt ein gelblich-grünes Bild. Durch Mischen verschiedener Leuchtstoffe können unterschiedliche Farbtöne erzeugt werden. Schwarzweiß-Bildröhren mit einem leicht gelblich aufleuchtenden Schirm haben sich als angenehm für längere Betrachtungszeiten erwiesen.

Die getroffene Stelle des Schirmbildes soll kurzzeitig nachleuchten, um ein geschlossenes Bild aus allen Leuchtpunkten zu erzeugen. Allerdings darf die Nachleuchtdauer nicht länger als 1/10 Sekunde sein, da sonst bei schnellen Bewegungen das Bild verschwommen erscheint, wenn der nächste Bildpunkt eintrifft. Die leuchtenden Stellen des Schirms senden ihr Licht in alle Richtungen aus, nicht nur geradlinig zum Betrachter hin. Wenn Lichtstrahlen unter einem bestimmten Grenzwinkel auf die Grenzfläche zwischen Glas und Luft treffen, werden sie im Glas reflektiert, zum Leuchtschirm zurückgeworfen und erzeugen einen "Lichthof" um den eigentlichen Lichtpunkt herum. Dieser Lichthof kann die klare Darstellung verwischen.

Um diesem Effekt entgegenzuwirken, verwendet man für den Boden des Kolbens kein Klarglas, sondern ein graues Filterglas. Obwohl dieses Filterglas etwas vom gewünschten Licht schluckt, muss das unerwünschte Nebenlicht mindestens dreimal die Filterplatte durchdringen, bevor es nach außen gelangt. Dadurch wird die störende Aufhellung weniger sichtbar.

Auch die Raumbeleuchtung kann den Leuchtschirm der Bildröhre an den dunklen Stellen aufhellen. Hier wirkt sich das graue Filterglas ebenfalls positiv aus, da das Raumlicht auf dem Hin- und Rückweg, also zweimal, durch das graue Glas abgeschwächt wird. Das Filterglas verhindert daher unerwünschte Aufhellungen der dunklen Stellen des Bildes durch Lichthöfe oder Raumbeleuchtung. Es erhöht die Helligkeitsunterschiede, also den "Kontrast" des Fernsehbildes.

 

7.32 Aufhellung des Innenraums

 

Die vom Elektronenstrahl getroffene Stelle des Leuchtschirms strahlt Licht in alle Richtungen aus, einschließlich in das Innere der Bildröhre. Etwa 50% des Lichts würden dadurch für den Betrachter verloren gehen. Außerdem trifft dieses rückwärtige Licht auf die Innenwand der Röhre und erhellt das Innere (Bild 7.32). Dadurch werden die dunklen Stellen des Bildes von hinten durchleuchtet und der Kontrast wird reduziert. Um diesem Effekt entgegenzuwirken, wird der Kolben innen mit einer mattschwarzen Graphitschicht versehen, die nur wenig Licht reflektiert.

 

7.33 schematische Darstellung eines Leuchtschirms als Metall 

 

Eine weitere Verbesserung wird durch das Aufdampfen einer äußerst dünnen leitenden Aluminiumschicht auf die Innenseite des Leuchtschirms erzielt (Bild 7.33). Diese Schicht lässt Elektronen passieren, reflektiert jedoch das im Leuchtschirm erzeugte Licht nach vorne. Dadurch steigt die Leuchtdichte an den hellen Stellen und der Kontrastverlust durch die rückwärtige Aufhellung entfällt.

Die Metallisierung des Leuchtschirms hat auch den Vorteil, dass sie den Leuchtschirm vor schädlichen Ionen schützt. Ionen im Elektronenstrahl können aufgrund ihrer größeren Masse keine Metallfolie durchdringen und den Leuchtstoff nicht erreichen. Daher benötigen Bildröhren mit metallisiertem Leuchtschirm keine speziellen Schutzmaßnahmen gegen Ionenstrahlen.

 

7.34 Hoher Luftdurck verlgleichbar mit einem Auto über einer Tonne

 

Die Bildröhre eines Fernsehers ist weitgehend evakuiert, sodass ein minimaler Druck von innen herrscht. Da praktisch kein Gegendruck vorhanden ist, lastet auf einem Quadratzentimeter der Außenfläche der Röhre ein enormer Druck, der einem Atmosphärendruck von 1 kg/cm² entspricht. Bei einer Bildröhre mit einer Bilddiagonale von 59 cm beträgt der Druck auf der Bildschirmfläche mehr als 1,5 Tonnen, vergleichbar mit einem vollbeladenen kleinen Lastwagen.

Wenn der Glaskolben einer Bildröhre springt, implodiert die Röhre aufgrund des enormen Druckunterschieds (im Gegensatz zu einer Explosion). Die Glassplitter fliegen zunächst nach innen, können jedoch weiter fliegen oder abprallen und im Raum umhergeschleudert werden, was zu gefährlichen Verletzungen führen kann. Vor der Auslieferung werden Bildröhren daher einer sorgfältigen Druckprüfung unterzogen, bei der der Außendruck stark erhöht wird, um sicherzustellen, dass sie den Anforderungen standhalten.

Unter Beachtung bestimmter Richtlinien können gefährliche Implosionen von Bildröhren vermieden werden. Bildröhren sollten nur in speziellen Verpackungen transportiert werden. Beim Austausch der Röhre sollte sie auf einer weichen Unterlage platziert werden, idealerweise mit der Bildschirmfläche auf einem der bekannten Tennisringe. Es ist wichtig, ruhig und bedacht zu arbeiten, um Zusammenstöße zu vermeiden, und jeglichen Zwang beim Einsetzen der Röhre in das Gerät zu vermeiden. Zuschauer sollten während dieses Vorgangs nicht anwesend sein.

Es sei jedoch erwähnt, dass gefährliche Implosionen von Bildröhren bisher selten gemeldet wurden. Es erfordert erhebliche Gewalt, um eine Bildröhre zu zerstören. Daher muss man bei Abgleicharbeiten am Fernsehgerät nicht übermäßig besorgt sein. Die genannten Vorsichtsmaßnahmen sollten jedoch beim Austausch von Bildröhren beachtet werden. Neuere Bildröhren sind oft durch einen Metallring an den gefährdeten Stellen oder durch einen Polyesterüberzug geschützt, um Implosionen zu verhindern.

 

8. Regelungs- und Impulstechnik

In den vorherigen Abschnitten wurden bereits zwei wichtige Regelungsschaltungen im Zusammenhang mit Tuner und Bildverstärker erwähnt: die automatische Verstärkungsregelung (AVR) und die automatische Scharfabstimmung oder automatische Frequenzregelung (AFR). Die AVR basiert auf den Impulsreihen des Zeilenablenkteils, das noch behandelt wird. Auch in anderen Stufen des Fernsehempfängers gibt es Regelungsschaltungen. Daher wird hier zunächst ein Überblick über automatische Regelungen im Fernsehempfänger gegeben. Weitere Informationen dazu finden sich in dem Buch "Funktechnik ohne Ballast", 12. Auflage, Bild 9.51 bis 9.74.

Im allgemeinen Sprachgebrauch werden die Begriffe "Regeln" und "Regler" leider mehrdeutig verwendet. Ein typisches Beispiel beim Fernsehempfänger sind die Drehknöpfe für Helligkeit und Lautstärke. Diese werden als "Regler" bezeichnet, obwohl sie technisch gesehen keinen echten Regelvorgang durchführen. Dieser findet nämlich in der automatischen Verstärkungsregelung statt.

Um solche Missverständnisse zu vermeiden, wird in diesem Buch nur eine automatische Regelung als "Regelung" bezeichnet. Eine manuell bediente Anordnung hingegen wird als "Steuerung" oder "Einstellung" bezeichnet. Ein Regelwiderstand wird dementsprechend als "Stellwiderstand" oder, wenn er nur einmal abgeglichen wird, als "Trimmpotentiometer" bezeichnet.

Diese Definitionen mögen zunächst ungewohnt sein, sowohl für erfahrene Praktiker als auch für Laien. Doch angesichts der komplexen Automatikschaltungen unserer Fernsehempfänger kommt man nicht umhin, exakte Begriffe zu verwenden. Insbesondere sollten sich junge Fernsehtechniker und Servicemitarbeiter diese Begriffe aneignen, zumal sie im Normblatt DIN 19 226 festgelegt wurden. Mit der Zeit werden sich die genauen Definitionen so einprägen, dass es als ausgesprochen falsch empfunden wird, beispielsweise einen Lautstärkeeinsteller als "Lautstärkeregler" zu bezeichnen.

Im technischen Englisch bedeutet "to control" übersetzt "regeln". Daher steht "automatic volume control" für "AVC" und bedeutet "automatische Verstärkungsregelung". "To control" hat in diesem Zusammenhang also eine weitreichendere Bedeutung als unser Wort "kontrollieren" im Sinne von "überprüfen".

Für "Einstellen" könnte man auch "Steuern" sagen, denn das Steuern eines Schiffes, wovon der Ausdruck stammt, bedeutet, dass man durch Drehen des Steuerrades das Schiff auf den gewünschten Kurs bringt. Es ist jedoch besser, den Ausdruck "Steuern" für das Beeinflussen von Strömen und Spannungen innerhalb einer Schaltung vorzubehalten.

Im einfachsten Fall steuert man die Stärke eines Stroms, indem man einen im Kreis liegenden Widerstand verändert. Man steuert auch die Basisspannung eines Transistors, sodass sich entsprechend große Stromänderungen im Kollektorkreis ergeben. Der Ausdruck "Ansteuern" ist ein falsch angewendetes Modewort geworden. Die Vorsilbe "an" ist dabei überflüssig. Es genügt zu sagen, dass ein Transistor oder Verstärker durch eine Eingangsspannung gesteuert wird, aber nicht "angesteuert" wird.

 

Grundkonzepte

 

 8.01 Schema einer Beeinflussung

 

Eine Beeinflussung tritt auf, wenn eine Einstellung oder ein Befehl in einen Ablauf eingreift, ohne dass die erzielte Veränderung den Befehl selbst beeinflusst. Man spricht dann von einem offenen Ablauf. Eine solche Beeinflussung kann auch ohne menschliche Mitwirkung erfolgen. Ein Beispiel für eine Beeinflussung mit offenem Ablauf ist die später zu besprechende Direktsynchronisierung von Kipposzillatoren. Hierbei weisen die Synchronimpulse des Senders dem Kipposzillator eine bestimmte Frequenz zu. Wenn jedoch die Kippfrequenz stark abweicht, kehrt sie nicht automatisch zum Sollwert zurück.

 

8.02 Regelkreis

 

Ein Regelkreis besteht immer aus einem geschlossenen Wirkungs- oder Regelkreis. Die zu regelnde Strecke befindet sich im eigentlichen Medium, sei es ein Dampfstrom in einer Energieanlage, eine Drehzahl oder Geschwindigkeit oder im Falle eines Fernsehempfängers ein elektrisches Signal jeglicher Art. Am Ausgang der Regelstrecke, am Messpunkt, befindet sich ein Messgerät oder ein Messwertaufnehmer, der kontinuierlich den Ausgangswert der Regelstrecke misst. Dieser Messwertaufnehmer ist auch immer ein Messwertwandler, der den gemessenen Wert in eine andere Form umwandelt, die für die Regelung geeignet ist. Üblicherweise wird auch der Begriff "Fühler" verwendet, da dieser Aufnehmer den zu messenden Wert gewissermaßen "fühlt". Der erfasste Wert aktiviert in der allgemeinen Regelungstechnik einen Kraftschalter. In der Funktechnik wird dies als Regelverstärker bezeichnet. Dieser wiederum steuert ein Stellglied an, das im Prinzip ebenfalls ein Umwandler oder Wandler ist. Dieses Stellglied greift am Eingang der Regelstrecke (Stellort) ein und beeinflusst sie so, dass die Ausgangsgröße kontinuierlich zum Sollwert hin ausgerichtet wird – der Regelkreis ist geschlossen.

In der Schaltungstechnik von Empfängern wird gelegentlich auf den Regelverstärker verzichtet, beispielsweise bei der automatischen Verstärkungsregelung im Rundfunkgerät. Hier fungiert der Messwertaufnehmer als Regelungsdiode am Ausgang des ZF-Verstärkers. Sie wandelt die ZF-Signalamplituden in eine proportionale Gleichspannung um. Diese Gleichspannung wird direkt auf das Stellglied übertragen, nämlich als Basisspannung auf einen Transistor, der sich im Signalweg befindet.

 

8.03 Regelkreis mit Vergleichsstufe 

 

Oftmals wird eine Regelung verbessert, indem ein präziser Sollwert für die Ausgangsgröße festgelegt wird. Das Messgerät fungiert dann als Vergleichsgerät oder Vergleichsstufe. Der Fühler am Messpunkt ermittelt den Istwert, während der Sollwertgeber den gewünschten Sollwert liefert. Die Vergleichsstufe überprüft die Abweichungen zwischen den Werten und liefert eine entsprechende Stellgröße an das Stellglied, um die Abweichung auf Null zu reduzieren.

Solche Regelungen mit Sollwertgeber finden sich beispielsweise in Phasensynchronisierungsschaltungen im Fernsehempfänger. Dabei wird die tatsächlich erzeugte Frequenz der Zeilenkippung am Zeilenausgangsübertrager mit der Frequenz der Synchronisierungsimpulse verglichen, die vom Sender kommen. Aus der Abweichung wird eine Stellgröße generiert, die den Zeilenkipp-Oszillator so einstellt, dass die Abweichung verschwindet und genau die Sollfrequenz erzeugt wird.

 

8.04 Ungeregelte Signalstrecke

 

Bild 8.02 zeigt, dass bei einer solchen Art von Regelung immer eine gewisse Restabweichung bestehen bleiben muss, damit das Stellglied verschiedene Positionen zur "Regulierung" einnehmen kann. Das gleiche gilt für die automatische Verstärkungsregelung in Empfängern. Um bei einer hohen Eingangsspannung eine größere Regelspannung zu liefern, muss auch der Messwert am Fühler (Regeldiode oder Diskriminator) höher sein. Die Stellgröße ist also proportional zur Regelgröße, und nach dem Anfangsbuchstaben "P" von Proportional wird ein solcher Regler als P-Regler bezeichnet. Bild 8.04 und 8.05 sollen dies verdeutlichen. Dabei bedeuten: S = Regelstrecke, R = Regler, X = Abweichung vom gewünschten Wert, Y = Stellgröße, Z = Störgröße.

In Bild 8.04 wird noch ohne Regler gearbeitet. Die Störgröße Z von zehn willkürlichen Einheiten erzeugt auch eine Abweichung von zehn Einheiten am Ausgang der Strecke. Es gilt also X = Z.

 

8.05 Strecke mit P-Regler

 

In Bild 8.05 wurde ein Regler hinzugefügt, der nach dem Proportionalitätsprinzip Y = 9X als Proportional-Regler arbeitet. Dann ergibt sich X = Z - Y = Z - 9X. Das bedeutet, dass für eine Störgröße Z = 10 nur noch eine Abweichung X = 1 vorliegt, wie in Bild 8.06 dargestellt.

 

8.06 Verhalten des P-Reglers

 

8.07 I-Regler Schema 

 

Bild 8.07 zeigt das Verhalten eines I-Reglers, wobei "I-Regler" für Integral-Regler steht. Das lateinische Wort "integer" bedeutet "ganz", wie später im Bild 9.21 erläutert wird. Ein Integral-Regler, kurz als I-Regler bezeichnet, soll eine Störung vollständig ausregeln. In der Blockschaltung führt die Störgröße Z = 10 zu einer Stellgröße Y = 10, wodurch die Abweichung X am Ausgang auf Null reduziert wird.

 

8.08 Verhalten des I-Reglers

 

In Bild 8.08 wird das zeitliche Verhalten dargestellt. Bei einer sprunghaften Änderung der Eingangsgröße kann die Ausgangsgröße nicht sofort auf ihren neuen Endwert springen, sondern nähert sich ihm allmählich an. Diese zeitliche Verzögerung tritt auch beim P-Regler auf. Sie wird beispielsweise bei der automatischen Verstärkungsregelung durch die Zeitkonstante der Siebglieder in der Regelung verursacht. Die Kondensatoren müssen sich erst auf die neue Stellgröße umladen, wenn sich die Eingangsspannung sprunghaft ändert. Diese zeitliche Verzögerung kann jedoch so kurz gehalten werden, dass sie beim Empfang unbemerkt bleibt. Tatsächlich muss sie sogar vorhanden sein, um Eingangsspannungsänderungen durch die Modulation auszugleichen.

Eine Integral-Regelung, also das vollständige Ausregeln der störenden Abweichung, ist bei der automatischen Scharfabstimmung erforderlich. Dort muss der genaue Sollwert erreicht werden, da andernfalls bei Fernsehempfängern unangenehme Moiré-Erscheinungen oder Farbsäume auftreten können. Die Integral-Regelung ist auch unbedingt erforderlich bei der Zeilensynchronisierung, um sicherzustellen, dass der Zeilenoszillator im Fernsehempfänger exakt mit der Zeilenfrequenz des Senders übereinstimmt.

 

8.09 Schwellenwert 

 

Einige Regelungen sollen erst ab einem bestimmten Grenzwert wirksam werden. Das bekannteste Beispiel einer Regelung mit Schwellenwert in der Empfangstechnik ist die automatische Verstärkungsregelung. Wenn die HF-Eingangsspannung des Empfängers sehr niedrig ist, soll die Verstärkung noch nicht reduziert werden. Erst wenn sie einen bestimmten Schwellenwert überschreitet und am Demodulator eine Spannung erzeugt wird, die die Endstufe vollständig aussteuert, soll die Regelung greifen. In der Empfangsschaltungstechnik wird für diese Arbeitsweise der Begriff "verzögerte Regelung" verwendet. In der Regelungstechnik versteht man jedoch, wie zuvor erläutert, unter "Verzögerung" eine zeitliche Verzögerung einer Regelung aufgrund von Trägheitseffekten. Um in den verschiedenen Bereichen der Technik nicht mit verschiedenen Sprachen zu sprechen, wäre es zweckmäßig, der älteren Regelungstechnik den Vorrang zu geben und den Begriff "verzögerte Regelung" nur für zeitliche Verzögerungen zu verwenden. Was von Funktechnikern als "verzögerte Regelung" bezeichnet wird, ist tatsächlich eine Regelung, die ab einem Schwellenwert, auch kurz als "Schwellwert" bezeichnet, einsetzt. Für die sogenannte "Verzögerungsdiode" wurde daher gelegentlich auch der Begriff "Schwellwertdiode" verwendet.

 

Sensoren und Messwerte für Regelkreise

 

 

8.11 Diode als Messwert für Hf-Spannungen

 

Die Funktion der Diode als Messwertwandler für Spannungsamplituden ist in der Schaltungstechnik allgemein bekannt. Die Diode D richtet die ZF-Spannung Uf gleich, wobei der Richtstrom durch den Widerstand R fließt. Die an diesem Widerstand abfallende Spannung wird geglättet und dient als Regelgleichspannung Ur. Der Zusammenhang zwischen Ur und Uf, also die Funktion als Messwertwandler, ergibt sich aus der Diodenkennlinie in Bild 8.12.

 

8.12 Regelspannng vom Messwert 

 

Mit der Diode wird die Höhe der ZF-Spannung "gefühlt" und daraus der Stellwert gewonnen. Dabei handelt es sich um einen P-Regler, wobei bei unterschiedlichen Eingangsspannungen eine gewisse Restabweichung am Widerstand R in Bild 8.11 bestehen bleibt.

 

8.13 Messwandler für Frequenzwerte 

 

Um Frequenzabweichungen zu messen, werden in der UKW-Rundfunkempfängertechnik bekannte Demodulatorschaltungen in verschiedenen Ausführungen verwendet. Ein solcher Diskriminator wandelt Frequenzänderungen in Änderungen der Gleichspannung um, und zwar in Form der bekannten S-Kurve, die aus dem Abgleich mit dem Wobbler bekannt ist (siehe Bild 8.14).

 

8.14 Regelspannung und Messwert Verhältnis 

 

Diskriminatoren werden hauptsächlich in der automatischen Frequenzregelung (AFR), auch als automatische Feinabstimmung (AFA) bezeichnet, eingesetzt. Diese Regelungen sind I-Regler, wobei die Frequenzabweichung im ausgeregelten Zustand auf Null reduziert wird.

 

8.15 Koinzidenzschaltungen

 

Koinzidenz bedeutet das Zusammentreffen von zwei Ereignissen, die gemeinsam einen bestimmten Effekt erzeugen, während sie einzeln wirkungslos bleiben. Ein schematischer Koinzidenzkreis ist in Bild 8.15a dargestellt. Ein Strom kann nur fließen, wenn beide Schalter geschlossen sind. In der Technik der elektronischen Datenverarbeitungsanlagen, umgangssprachlich als Elektronenrechner bezeichnet, werden Koinzidenzschaltungen vielfältig als Addierstufen eingesetzt. Dort werden sie als Und-Gatter bezeichnet, da sie ein Tor (Gatter) darstellen, durch das nur Strom fließen kann, wenn sowohl Schalter 1 als auch Schalter 2 geschlossen sind. Elektronische Koinzidenzkreise sind also ein Teilgebiet der Impulstechnik. In diesem Buch werden sie im Kapitel zur Regeltechnik erwähnt, da solche Koinzidenzstufen im Fernsehempfänger an verschiedenen Stellen als Fühler, Vergleichsschaltungen oder Messwertwandler verwendet werden.

Bild 8.15b zeigt das Schema einer Röhren-Koinzidenzstufe. Ein Anodenstrom kann nur fließen, wenn beide normalerweise gesperrten Gitter gleichzeitig durch positive Impulse geöffnet werden. Gemäß Bild 8.15c kann auch eine Triode ohne Anodengleichspannung nur mit positiven Spannungsimpulsen am Gitter und an der Anode gesteuert werden. Wenn sie gleichzeitig auftreten, fließt ein Anodenstrom.

Eine Koinzidenzröhre kann auch gemäß Bild 8.15d mit negativen Impulsen an der Kathode gesteuert werden, um das Gitter zur Entkopplung der beiden Impulsspannungsquellen auf Masse zu legen. Bild 8.15e zeigt eine andere Art von Koinzidenzschaltung. Dabei werden beide Impulsreihen, von denen eine aus einer Sägezahnspannung besteht, an das stark negativ vorgespannte Gitter gelegt. Die Amplitude eines einzelnen Impulses reicht jedoch nicht aus, um das Gitter zu öffnen. Erst wenn beide Spitzenwerte gleichzeitig auftreten und ihre Amplituden addiert werden, kann ein Anodenstrom fließen. Die gewünschte Regelspannung wird dabei an einem hochohmigen Kathodenwiderstand erzeugt und abgegriffen. Der Kathodenkondensator lädt sich dabei auf den Spitzenwert der addierten Impulse auf und erzeugt somit automatisch die erforderliche große negative Gittervorspannung.

Im Fernsehempfänger basieren die getastete Regelung und verschiedene Frequenz-Nachregelschaltungen im Ablenkteil auf den schematisch dargestellten Koinzidenzschaltungen. In der getasteten Regelung dient das Gitter oder die Kathode als Fühler für die Größe der Signalspannung, während die Koinzidenzstufe als gesteuerter Gleichrichter oder Regelspannungsverstärker arbeitet. Bei Frequenzregelungen fungiert die Koinzidenzstufe als Vergleichsgerät. Sie vergleicht die Frequenz oder Phase der im Gerät erzeugten Kippschwingung mit dem Sollwert, nämlich der Frequenz der vom Sender kommenden Synchronisierimpulse.

 

8.16 Koinzidenzschaltung aus zwei Transistoren

 

Die Schaltung in Bild 8.15b kann gemäß Bild 8.16 durch zwei in Reihe geschaltete npn-Transistoren ersetzt werden. Die Basisvorspannungen werden so eingestellt, dass die Transistoren gesperrt sind. Erst bei gleichzeitigem Auftreten positiver Impulse an den Basen fließt ein Emitterstrom, und am Ausgang A kann ein negativer Spannungsimpuls abgegriffen werden.

 

8.17 Koinzidenzschaltung mit Doppelschaltung

 

Bild 8.17 zeigt die Funktionsweise von Bild 8.15c. Der npn-Transistor wird an der Basis und am Emitter mit positiven Impulsen gesteuert. Die Kollektorimpulse werden von einer Wicklung, zum Beispiel dem Zeilenausgangsübertrager, entnommen. Wenn die Impulse gleichzeitig an der Basis und am Kollektor auftreffen, entstehen am Emitterwiderstand R Stromstöße. Der Kondensator C dient als Ladekapazität, und an ihm kann eine Regelgleichspannung Up abgegriffen werden.

 

8.18 Diodengatter

 

In Bild 8.18 ist eine UND-Schaltung mit zwei Dioden dargestellt. Wenn das Potential am Eingang Ej oder am Eingang Eo null ist, leitet die entsprechende Diode und verbindet den Ausgang A mit dem Nullpotential, wodurch er dort gehalten wird, selbst wenn am anderen Eingang ein positiver Impuls eingeht. Dieser Impuls wird praktisch gegen Masse kurzgeschlossen. Erst wenn beide Eingänge von Zeitpunkt 1 bis Zeitpunkt 2 gleichzeitig in Koinzidenz positiv getastet werden, sperren beide Dioden. Am Ausgang wird dann die Betriebsspannung +Ui wirksam und erzeugt während der Koinzidenzzeit einen positiven Impuls. Natürlich müssen die Spitzenwerte der Impulsspannungen größer sein als die Betriebsspannung Ufo, damit die Dioden sicher gesperrt werden.

 

8.19 Antikoinzidenzgatter 

  

Antikoinzidenz bedeutet, dass beim Zusammenfallen zweier Impulse am Eingang ein entgegengesetzt gerichtetes Signal am Ausgang erzeugt wird. Eine einfache Antikoinzidenzschaltung mit einer Diode ist in Bild 8.19 dargestellt. Positive Impulse werden sowohl an die Kathode als auch an die Anode der Diode angelegt. Die Amplitude des Kathodenimpulses ist größer als die der Anode. Wenn beide Impulse gleichzeitig auftreten, ist die Kathode während dieser Zeit positiver als die Anode, und es fließt kein Strom. Wenn sich die Impulse zeitlich gegeneinander verschieben, fließt während der Zeit, in der die Anode positiv ist, Strom. Die Diode leitet durch und lädt den Kondensator mit der Energie der Impulse in der dargestellten Polarität auf.

 

8.20  Antikoinzidenzgatter zum Austasten von Störimpulsen

 

Wenn man in Bild 8.15b oder Bild 8.16 einem der beiden Steuerimpulse entgegengesetzte Richtungen gibt, heben sie sich bei gleichzeitigem Auftreten und passenden Amplituden in ihrer Wirkung auf den Ausgangsstrom auf. Es wird kein Impuls erzeugt, was ebenfalls eine Antikoinzidenzwirkung bedeutet. Dieser Effekt wird bei Störaustastschaltungen und Schwarzwertsteuerungen von Fernsehempfängern genutzt. Die grundlegende Funktionsweise kann an einer Röhrenstufe erklärt werden, da dabei die Verhältnisse gut zu überblicken sind. In der Transistortechnik würde die Stufe ähnlich wie in Bild 8.16 aussehen.

Bei der Störaustastung gemäß Bild 8.20 wird dem Gitter 3 das positiv gerichtete Videosignal und dem Gitter 1 die negativ gerichteten Störimpulsspitzen zugeführt. Gemäß Bild 8.21 wird die Röhre während der Störungen gesperrt, so dass die Störungen im Anodenkreis nicht mehr auftreten. Die negative Vorspannung am Gitter 3 wird durch die Gittergleichrichtung selbst vom Videosignal erzeugt. Gitter 1 erhält dagegen eine positive Vorspannung, sodass die Röhre normalerweise Strom führt und durch die negativ gerichteten Störspitzen gesperrt wird. In der Originalschaltung wird zudem der Bildinhalt des Videosignals abgeschnitten, sodass nur die Synchronisierimpulse übrig bleiben, wie in Bild 8.20 rechts durch die gestrichelte Linie angedeutet. Wesentlich ist jedoch, dass die Störung vollständig ausgeblendet wird.

 

8.21 Austasten der Synchronisierimpulse

 

Bei den Schwarzwertsteuerungen wird gemäß Bild 8.21 mit einem sehr schmalen Antikoinzidenz-Impuls der Synchronisierimpuls herausgetastet, sodass nur das Schwarzpegelniveau übrig bleibt und als Sollwert für die automatische Verstärkungs- oder Kontrastregelung verwendet werden kann.

 

Automatische Frequenzregelung (AFR)

Die automatische Frequenzregelung oder Feinabstimmung, wie in den Abbildungen 8.31 und 8.32 dargestellt, basiert auf dem Zusammenwirken von ZF-Verstärker (Zwischenfrequenzverstärker) und dem Eingangsteil eines Empfängers.

 

8.31 Senderspektrum und Empfängerdurchlasskurve

 

8.32 Regelkreis für automatische Feinabstimmung

 

Das Ziel der automatischen Feinabstimmung besteht darin, die Frequenz des Oszillators so zu regeln, dass die in der Mischstufe gebildete Bildträgerfrequenz (BT) genau auf die Mitte der Nyquistflanke der ZF-Durchlaßkurve fällt (wie in Abbildung 8.31a gezeigt). Wenn die Oszillatorfrequenz von diesem optimalen Wert abweicht, wird das ZF-Spektrum des Senders verschoben (wie in Abbildung 8.31b dargestellt), und ein Teil des Bildinhalts geht verloren.

Um die Abweichung von der Sollfrequenz zu messen, wird die Regelspannung am Ausgang des ZF-Verstärkers gemessen und daraus eine Regelspannung gebildet. Diese Regelspannung steuert dann die Frequenz des Oszillators im Eingangsteil, so dass sich die richtige Sollfrequenz für den Bildträger im ZF-Verstärker einstellt. Im Englischen wird dieses Verfahren als "Automatic Frequency Control" (AFC) bezeichnet, während in Deutsch als Kurzzeichen "AFR" (Automatische Frequenzregelung) verwendet wird.

Die Blockschaltung in Abbildung 8.32 zeigt das Prinzip der automatischen Feinabstimmung für Fernsehempfänger. Der Oszillator im Eingangsteil schwingt so, dass die richtige Zwischenfrequenz gebildet wird. Der Sollwert (fo) der Bildträgerfrequenz ist erreicht, wenn der 38,9 MHz-Verstärker am Ausgang des ZF-Verstärkers seine maximale Spannung erreicht und die erzeugte Gleichspannung im nachfolgenden Diskriminator (auf die gleiche Frequenz abgestimmt) durch Null geht (wie in Abbildung 8.14 gezeigt).

Wenn der Sollwert über- oder unterschritten wird, entsteht eine positive oder negative Richtspannung. Diese Richtspannung wird im Regelspannungsverstärker verstärkt und steuert dann eine parallel zum Oszillatorkreis liegende Kapazitätsdiode als Stellglied. Diese Kapazitätsdiode zieht den Oszillator auf die richtige Frequenz hin, um die automatische Feinabstimmung zu erreichen.

 

8.33 Fernabstimmung nach Saba

 

Die Bild-ZF-Spannung aus der letzten Stufe des Bild-ZF-Verstärkers wird über einen Kondensator von 2,2 nF dem Emitter des HF-Transistors AF134 zugeführt. Dieser Transistor arbeitet in Basisschaltung, um den Kollektorschwingkreis gut gegen den Bild-ZF-Verstärker zu entkoppeln. Der Kollektorschwingkreis ist auf die Bildträgerfrequenz von 38,9 MHz abgestimmt.

Anschließend folgt der Diskriminator, der mit den beiden Dioden OA 81 arbeitet. Je nach Frequenzabweichung entsteht am Ausgang des Diskriminators eine unterschiedlich große Gleichspannung. Diese Gleichspannung steuert die Basis des Transistors AC122. Der Transistor AC122 arbeitet als Emitterfolger mit niedrigem Ausgangswiderstand. Der Arbeitspunkt ist so eingestellt, dass bei einem richtig abgestimmten Empfänger eine Gleichspannung von +7 V gegen Masse am Emitter dieses Transistors entsteht.

Diese Spannung wird in der "Automatik"-Stellung des Schalters den Nachstimmdioden D1 und D2 im UHF- und VHF-Oszillator zugeführt. Der UHF-Oszillator ist mit einem Transistor AF139 in Basisschaltung bestückt und arbeitet mit Rückkopplung über 0,65 pF vom Schwingkreis zum Emitter. Zur Abstimmung dient ein Topfkreis mit dem Innenleiter L und dem Drehkondensator C. Die Kapazität der Nachstimmdiode D1 (Siliziumdiode BA121) liegt in Serie mit 7 pF und 0,65 pF parallel zum Kreis. Die Sperrschichtkapazität wird von der Steuerspannung der automatischen Frequenzregelung (AFR) über HF-Drosseln beeinflusst und zieht bei Abweichungen die Oszillatorfrequenz auf den Sollwert hin. In ähnlicher Weise wird die Nachstimmspannung der Kapazitätsdiode D2 (Siliziumdiode BA101B) dem VHF-Oszillator zugeführt. Die Kapazität der Nachstimmdiode liegt in Reihe mit 5 pF parallel zu einer Teilkapazität des kapazitiven Spannungsteilers am Schwingkreis. Zur Entkopplung des Nachstimmkreises werden bei diesen Frequenzen Widerstände von 100 kOhm verwendet.

Wenn die Automatik abgeschaltet wird, erhalten die beiden Nachstimmdioden eine feste Sperrspannung von +7,2 V aus einem Gleichspannungsteiler. Es sollte angemerkt werden, dass in Bild 3.39 bereits eine andere Nachstimmschaltung behandelt wurde, die möglicherweise einen anderen Ansatz zur Frequenzregelung darstellt.

 

Automatische Verstärkungs- und Kontrastregelung

In Bild 8.41 und 8.42 wird das Prinzip der automatischen Verstärkungsregelung (AVR) dargestellt.

 

8.41 Automatische Verstärkungsregelung

 

Die AVR dient dazu, unterschiedlich hohe Antennenspannungen auszugleichen und der Bildröhre eine möglichst gleichbleibende Videospannung anzubieten, da der richtige Kontrast davon abhängt. Eine automatische Verstärkungsregelung im HF- und ZF-Teil ermöglicht daher gleichzeitig eine automatische Kontrastregelung, bei der manchmal auch die manuelle Kontrasteinstellung integriert wird. Darüber hinaus soll die automatische Verstärkungsregelung Übersteuerungen im Bild-ZF-Teil vermeiden. Durch grobes Übersteuern der letzten ZF-Stufe könnten die Synchronisiersignale unterdrückt oder abgeschnitten werden. Wenn diese Signale verloren gehen, geraten die Zeilen- und Bildablenkspannungen durcheinander und das Bild wird gestört.

Die automatische Verstärkungsregelung verbindet die bisher besprochenen Einheiten des HF-Teils, des Bild-ZF-Verstärkers und des Videoteils. Im einfachsten Fall könnte der Video-Demodulator als Sensor und Messwandler dienen, ähnlich wie beim Rundfunk-Superhet. Die dabei gewonnene Richtspannung wird als Regelspannung auf die Eingangs- und ZF-Röhren gegeben. Diese Röhren wirken daher gleichzeitig als Stellglieder, um die Verstärkung in der gewünschten Weise zu ändern (Bild 8.41).

 

8.42 Getastete Verstärkugsregelung

 

In der Praxis verwendet man jedoch nicht das gesamte Videosignal, um die Regelspannung zu erzeugen, sondern nur die Synchronisierzeichen. Diese werden mit einer Koinzidenzschaltung aus dem Signal des Video-Verstärkers extrahiert. Die Koinzidenzschaltung fungiert dabei als Messwertwandler und gesteuerter Gleichrichter und somit als Verstärker für die Regelspannung (Bild 8.42).

 

8.43 Trägermittelwert in Abhängigkeit von der Modulationsart

 

Im AM-Rundfunkempfänger wird die Regelspannung aus dem demodulierten ZF-Signal gewonnen. Dabei besteht jedoch ein wichtiger Unterschied. Bei AM bleibt der Mittelwert (Um) eines modulierten Trägers gemäß Bild 8.43a konstant, auch wenn sich die Amplitude der NF-Spannung ändert. Die Größe der Regelspannung sollte diesem Mittelwert (Um) entsprechen und nicht dem Spitzenwert bis zu den äußersten Kuppen der Hüllkurve. Dieser Mittelwert (Um) ist unabhängig von der Modulation und ändert sich nur entsprechend der Eingangsspannung. Wenn man den Spitzenwert zur Regelung verwenden würde, könnte die Regelautomatik bereits durch Dynamikunterschiede der NF-Spannung ausgelöst werden, was dazu führen würde, dass die Verstärkung bei lauten Stellen eines Musikstücks heruntergeregelt wird.

Im Rundfunkempfänger gewinnt man eine Gleichspannung, die dem Mittelwert (Um) entspricht, indem man die Regelspannung am ZF-Demodulator abgreift. Seine Richtspannung entspricht diesem Mittelwert.

Bei einem Fernsehempfänger sind die Verhältnisse anders. Dort ändert sich der Mittelwert in Abhängigkeit von der Modulation. Eine Zeile mit hohem Weißanteil ergibt ein niedriges mittleres Spannungsniveau (Bild 8.43b), während eine Zeile mit hohem Schwarzanteil einen hohen Mittelwert aufweist (Bild 8.43c). Wenn man also mit diesem Mittelwert (Um) regeln würde, würde die Verstärkung erhöht, wenn das Bild helle Bereiche enthält, und heruntergeregelt, wenn das Bild dunkle Bereiche enthält. Wenn man also jeweils aus den Mittelwerten die Regelspannung gewinnen würde, würde die Bildhelligkeit unerwünscht flackern.

Im Grunde genommen müsste bei einem Fernsehempfänger immer ein spezieller Regelgleichrichter vorgesehen werden, der nicht auf den Mittelwert, sondern auf die Spitzenwerte der Synchronisierimpulse anspricht. Die Synchronisierimpulse eignen sich gut zur Erzeugung der Regelspannung, da sie immer die gleiche Höhe haben, unabhängig vom Bildinhalt. Gleichzeitig sind sie jedoch von der Eingangsspannung des Empfängers abhängig und eignen sich daher auch zur Ausregelung verschieden hoher Eingangsspannungen.

 

8.44 Gleichlaufimpulse S

 

Die Regelspannung wird aus den Spitzenwerten der Gleichlaufimpulse abgeleitet, die beim Senden immer auf gleicher Höhe gehalten werden und daher als Maßstab für die Empfangsfeldstärke dienen. Ein einfacher Spitzengleichrichter mit RC-Gliedern niedriger Grenzfrequenz würde jedoch kurzzeitigen Feldstärkeschwankungen nicht schnell genug folgen und zu träge regeln. Da die Gleichlaufimpulse jedoch nur einen kleinen Teil der Bildzeit ausmachen, besteht die Gefahr, dass sich die Regelspannung aus einem Mittelwert von Bild- und Synchronisiersignalen aufbaut, wenn zu kleine Widerstände und Kapazitäten im Gleichrichterkreis verwendet werden.

Um dies zu vermeiden, wird gemäß Bild 8.44 die Regelspannung nur während der Gleichlaufimpulse erzeugt. Dazu werden mit einer Koinzidenzstufe nur die Impulse aus dem gesamten Signalgemisch herausgetastet. Eine solche Schaltung wird als getastete Regelung bezeichnet. An die Basis des Transistors wird das positiv gerichtete Bildsignalgemisch aus dem Videoteil und eine hohe negative Vorspannung angelegt, so dass nur die Spitzen der Impulse in den Arbeitsbereich des Transistors reichen. Der Transistor erhält keine Kollektorspannung. Stattdessen werden die positiv gerichteten Zeilenrückschlagimpulse aus einer Wicklung auf dem Zeilenausgangsübertrager angelegt. Diese Impulse werden später im Kapitel 11 ausführlich behandelt. Bei einem korrekt funktionierenden Empfänger fallen die Rückschlagimpulse zeitlich mit den Zeilensynchronisierimpulsen zusammen. Nur während dieser sehr kurzen positiven Rückschlagimpulse erhält der Kollektor Spannung und kann Strom führen. Gleichzeitig liegen jedoch die Synchronisierzeichen an der Basis und überwinden die negative Vorspannung. Die Größe des Kollektorstroms hängt von der Höhe der Impulsdächer an der Basis ab. Währenddessen bleibt der Transistor während der Übertragung des Bildinhalts gesperrt. Die Kollektorstromstöße erzeugen eine pulsierende Gleichspannung am Widerstand R. Diese Spannung wird durch den Kondensator C geglättet und als Regelspannung verwendet. Diese Regelspannung hängt nur von der Höhe der Synchronimpulse, nicht aber vom Bildinhalt ab. Bei geringer Signalspannung wird der Transistor nur geringfügig aufgetastet, der Kollektorstrom und die Regelspannung bleiben klein, und der ZF-Verstärker arbeitet mit großer Verstärkung.

Die Schaltung ist auch weitgehend unempfindlich gegen Störimpulse, da diese ebenfalls herausgetastet werden, sofern sie nicht zufällig genau mit den Gleichlaufimpulsen zusammenfallen, was selten der Fall sein wird.

 

8.45 Koinzidenzanordnung zum Erzeugen der Regelspannung

 

8.46 Getastete Regelung mit Verstärkerstufe

 

In dieser Schaltung, basierend auf Siemens-Unterlagen, werden dem Kollektor der Taststufe TI Zeilenrückschlagimpulse mit einer negativen Amplitude von 600 Vss über eine kleine Kapazität von 47 pF zugeführt. Dieser Kondensator überträgt nur die steilen Flanken der Impulse. Dahinter entstehen daher Nadelimpulse mit einer Amplitude von 70 Vss. Dieser Vorgang wird als Differenzieren bezeichnet und wird im folgenden Kapitel über Impulsabtrennung genauer behandelt.

Die Diode nach dem Kondensator lässt nur die positiv gerichteten, sehr schmalen Nadelimpulse zum Kollektor durch. Die Basis des Transistors erhält das gesamte Videosignal gemäß Bild 8.45. Der Emitter liegt bei einer Spannung von +24 V. Zwischen diesem Punkt und Masse befindet sich ein Spannungsteiler von 4,7 kOhm - 12 kOhm - 5 kOhm. Die Basis ist an einem Abgriff dieses Spannungsteilers angeschlossen und ist daher negativ gegenüber dem Emitter vorgespannt. Mit dem 5-kOhm-Trimmwiderstand kann die Vorspannung und damit die Tastschwelle eingestellt werden.

Der Nadelimpuls und der Synchronimpuls des Videosignals schalten den Transistor durch. Dadurch lädt sich im Kollektorkreis der 0,68-μF-Kondensator auf einen Wert auf, der proportional zu den Synchronamplituden des Videosignals ist. Diese Regelspannung wird direkt auf den ZF-Verstärker gegeben und auch über den Transistor T2, der als Impedanzwandler fungiert, auf den Tuner übertragen. Die Diode D2 fungiert als Schwellenwertdiode und ermöglicht die Wirkung der Tuner-Regelung erst ab einer Antennenspannung von 5 mV.

 

Phasensynchronisation

Die Phasensynchronisierung ist eine Regelungstechnik, bei der die Frequenz eines unabhängigen Oszillators präzise mit der Frequenz der Zeilengleichlaufsignale synchronisiert wird. Dieses Verfahren basiert auf dem Regelkreis mit einem Sollwertgeber, wie in Bild 8.03 dargestellt. Der Sollwert für die Regelung ist die Frequenz der Zeilensynchronimpulse, die vom Sender kommen und eine Frequenz von 15.625 Hz haben. Um die für die Zeilenablenkspule der Bildröhre benötigten Sägezahnströme zu erzeugen, wird eine mehrstufige Oszillator- und Impulsformerschaltung verwendet. Die Frequenz dieses Oszillators kann innerhalb enger Grenzen variiert werden, um sie bei Toleranzen der Bauelemente oder anderen Störeinflüssen präzise auf den richtigen Wert einzustellen.

 

8.51 Prinzip der Phasensynchonisierung 

 

Zur Synchronisierung werden auch Rückschlagimpulse vom Ausgang dieses Zeilenablenkteils als Istwert zurück zur Phasenvergleichsstufe geführt. Diese Stufe erhält auch die Sollwert-Synchronimpulse aus dem Empfangsteil. Wenn die beiden Frequenzen voneinander abweichen, wird eine Regelspannung erzeugt, die den Oszillator wieder auf den richtigen Wert zurückführt. Die Ansprechempfindlichkeit ist hoch, sodass bereits geringfügige Phasenabweichungen ausreichen, um die Regelung in Gang zu setzen. Bei korrekter Synchronisierung sind die Regelspannung und die Regelabweichung Null. Es handelt sich also um einen Integralregler. Die genaue Funktionsweise ist eng mit der Funktion des Zeilenablenkteils verknüpft und wird dort detaillierter erläutert.

Es sei erwähnt, dass diese Phasensynchronisierung eines Oszillators durch eine Steuerfrequenz heutzutage in großem Umfang auch in anderen Schaltungsstufen von Rundfunk- und Fernsehempfängern eingesetzt wird. Der Begriff "Phase-Locked Loop" wurde aus den USA übernommen und wird häufig für diese Art von Regelung verwendet. Eine mögliche Übersetzung dafür wäre "Phasenregelschleife".

 

9. Impulsabtrennung

Wir haben bisher den Weg des Fernsehsignals vom Eingang des Empfängers bis zur Bildröhre verfolgt und gesehen, wie dort die Amplitudenschwankungen des Signals in Helligkeitsänderungen umgewandelt werden. Das Bildsignalgemisch enthält jedoch neben den Amplitudenschwankungen für den Helligkeitsverlauf auch die Synchronisierzeichen für die Zeilenanfänge und den Rastermodus. Die weiteren Ausführungen befassen sich damit, diese Zeichen aus dem Signalgemisch herauszufiltern und in Zeilen- und Rasterimpulse zu sortieren.

In diesem Zusammenhang sei angemerkt, dass oft auch der Begriff "Puls" für periodisch wiederkehrende Impulse verwendet wird. Man kann dies mit dem Puls im Blutkreislauf vergleichen. Wenn ein Arzt den Puls misst, misst er die Pulsfrequenz, also die Frequenz einer periodischen Reihe von Impulsen. Ein einzelner Impuls hingegen ist in dieser Betrachtungsweise lediglich ein einzelner Spannungsstoß. Daher ist beispielsweise die gebräuchliche Ausdrucksweise "Der Zeilenimpuls" eigentlich inkorrekt. Es müsste eher "Die Zeilenimpulse" oder "Der Zeilenpuls" heißen, denn es handelt sich dabei immer um eine periodische Reihe von Impulsen, also um eine Mehrzahl von Impulsen.

 

Amplitudensiebung

 

9.01 Gleiche Impulse gestört, unterschiedliche Höhe.

 

Bei der Übertragung von Bildern wurde betont, dass die Zeilen- und Bildanfänge im Empfänger exakt im gleichen Takt wie im Sender erfolgen müssen. Im Signalgemisch sind daher neben den Amplitudenschwankungen für die Bildhelligkeitswerte auch die Frequenzen von 15.625 Hz für die Zeilenimpulse und 50 Hz für die Rasterwechselimpulse enthalten. Diese Impulse müssen herausgefiltert werden. Es ist zweckmäßig, nicht nur die Amplitudenschwankungen des eigentlichen Bildinhalts auf einer Seite des Signalgemischs zu entfernen, sondern auch die möglicherweise unterschiedlich hohen Spitzen der Impulse auf der anderen Seite zu begrenzen. Dadurch erhält man eine gleichmäßig beschnittene Impulsreihe, die nur die Impulsfrequenzen von 15.625 Hz und 50 Hz enthält. Dieses Begrenzen der Impulse oben und unten wird in zwei Stufen durchgeführt. In der ersten Stufe wird der Bildinhalt entfernt, und in der zweiten Stufe werden die ungleich hohen Spitzen der Impulse auf die gleiche Höhe gebracht.

 

9.02 

Spannungssieb mit Vordioden 

In Bild 9.02 wird das Abkappen der Bildamplituden durch eine Diodenschaltung dargestellt. Das Abkappen der Amplituden kann mit vorgespannten Schaltdioden erreicht werden. Eine Diode wird mit einer negativen Vorspannung -Uv von einigen Volt versehen, wodurch sich ihr Arbeitspunkt nach links verschiebt. Dadurch fällt der Schwarzpegel auf den Knick der Kennlinie. Die Helligkeitsamplituden, die links davon liegen, erzeugen keinen Diodenstrom mehr, sondern nur die nach rechts herausragenden Synchronisierimpulse schalten die Diode durch. Der resultierende Diodenstrom enthält also nur die Synchronisierzeichen und der eigentliche Bildinhalt wird abgeschnitten.

 

9.03 Beidseitige Begrenzung

 

In Bild 9.03 werden Begrenzerschaltungen dargestellt. Wenn eine Verstärkerstufe mit zu hohen Eingangsspannungen übersteuert wird, werden die oberen und unteren Spitzen oder Kuppen des Signals beschnitten und abgekappt. Dies wird genutzt, um die Synchronimpulse vom restlichen Signal zu trennen und zusätzlich die Amplituden der Kurvenspitzen zu begrenzen. Der Arbeitspunkt A der Steuerstufe wird sehr weit nach links gelegt, so dass, wie in Diagramm 9.02 dargestellt, der Bildinhalt des Signalgemischs keinen Strom erzeugt. Lediglich die Synchronimpulse ragen über das Steuergebiet hinaus und werden daher durchgelassen, aber am Scheitel abgeschnitten. Dadurch ergeben sich gleichmäßig hohe Ausgangsstromimpulse.

 

9.04 Amplitudensieb

 

In Bild 9.04 wird ein einstufiges Amplitudensieb dargestellt. Um die Verschiebung des Arbeitspunktes A aus dem vorherigen Bild zu erreichen, kann die erforderliche Vorspannung aus dem Signalgemisch selbst erzeugt werden. Dazu wird es über ein RC-Glied dem Basiskreis eines Transistors zugeführt. Dieses RC-Glied bildet zusammen mit der Emitter-Basisdiode einen Gleichrichterkreis. R stellt den Lastwiderstand dar und C den Ladekondensator. Der Kondensator lädt sich in der dargestellten Polarität fast bis zum Spitzenwert des Signalgemischs auf und verschiebt somit automatisch den Arbeitspunkt in den Sperrbereich des Transistors. Nur die Synchronimpulse schalten den Transistor durch und erzeugen Kollektorstromstöße. Diese führen zu Spannungsimpulsen am Lastwiderstand Rf. Das Kollektorpotential sinkt dadurch ab, und man kann beschnittene, negativ gerichtete Synchronimpulse am Kollektor abnehmen. Die Schaltung wirkt gleichzeitig als Inverter.

Eine Voraussetzung für derartige Begrenzerschaltungen ist, dass ein recht großes Bildamplitudensignal (BAS-Signal) zur Verfügung steht. Daher wird es in den meisten Fällen nach dem Videoverstärker entnommen, da es dort Spannungswerte von 50 bis 80 V aufweist. Die abgetrennten und beschnittenen Synchronisierimpulse erscheinen am Ausgang der Stufe mit Spannungswerten von 2 bis 5 V.

 

9.05 Austastung von Störimpulsen

 

In Bild 9.05 wird die Störaustastung dargestellt. Um sicherzustellen, dass die Kippgeräte nur durch die tatsächlichen Synchronisierzeichen ausgelöst werden und nicht durch starke und unregelmäßige Störimpulse, wird angestrebt, diese Störungen bereits im Amplitudensieb unschädlich zu machen. Die Wirkung der Störaustastung basiert auf einer Koinzidenzschaltung.

Der Transistor in Basisschaltung arbeitet in dieser Schaltung. Das positiv gerichtete BAS-Signal wird über den 2,2-kΩ-Kollektorwiderstand des Transistors zum Amplitudensieb geleitet. Am Emitter liegt ein BAS-Signal mit negativ gerichteten Synchronisierzeichen. Die Basisspannung des Transistors wird mithilfe des Trimmwiderstands so eingestellt, dass der Transistor gerade eben für die Synchronisierimpulse gesperrt ist.

Wenn ein Störimpuls auftritt, der negativer als der Synchronpegel am Emitter ist, schaltet er den Transistor durch. Dadurch fließt ein Strom durch den 2,2-kΩ-Kollektorwiderstand. Ähnlich wie in Bild 9.04 erzeugt dies einen Spannungssprung in negativer Richtung am Kollektor. Gleichzeitig erscheint der gleiche Störimpuls im oberen BAS-Signal jedoch positiv gerichtet. Die beiden Spannungssprünge heben sich aufgrund ihrer entgegengesetzten Richtungen auf und kompensieren sich gegenseitig. Dadurch tastet sich die Störung selbst heraus. Aufgrund der invertierenden Wirkung der sich auslöschenden Störimpulse wird diese Schaltung auch als Störinverter bezeichnet.

 

9.06 Amplitudensieb

 

In Bild 9.06 wird ein zweistufiges Amplitudensieb mit Transistoren dargestellt. In dieser Schaltung wird das BAS-Signal mit den positiv gerichteten Synchronimpulsen über das bekannte RC-Glied der Basis des ersten Transistors zugeführt, wie bereits in Bild 9.04 gezeigt. Die Spannung an seinem Kollektor wird durch den 15-kΩ-Widerstand stark herabgesetzt, was die abschneidende und begrenzende Wirkung bewirkt. Die abgetrennten Impulse erscheinen am Kollektor des ersten Transistors negativ gerichtet. Die Bildimpulse werden bereits hinter dem ersten Transistor ausgekoppelt.

Der zweite Transistor in der Schaltung verstärkt und begrenzt die Impulsreihe erneut. An seinem Kollektor befindet sich ein Resonanzkreis, der durch jeden Synchronimpuls zu einer Schwingung angeregt wird. Die Breite dieser Schwingung wird durch die Resonanzfrequenz des Kreises bestimmt. Die Diode OA 161, die in Reihe geschaltet ist, ermöglicht dabei das freie Durchschwingen der negativen Halbwelle. Die umgeformten Impulse werden dann induktiv auf den nachfolgenden Zeilenkipp-Teil übertragen. Die Begriffe "Zeilenimpulse" und "Bildimpulse" werden hier zur Vereinfachung verwendet. Tatsächlich handelt es sich vorerst noch um dieselben Impulsfolgen. Erst durch die Aufbereitung in den nachfolgenden Stufen werden daraus typische Zeilen- und Bild-Synchronimpulse.

 

9.07 TAA293 Ampltiudensieb

 

In Bild 9.07 wird die integrierte Schaltung TAA 293 von Valvo als günstige Lösung für ein Amplitudensieb mit Störaustastung dargestellt. Die Transistorsysteme T2 und T3 arbeiten als zweistufiges Amplitudensieb, während T1 für die Ausstastung von Störspitzen zuständig ist. Das zu verarbeitende BAS-Signal wird mit positiv gerichteten Synchronimpulsen an die Basis von Transistor T2 angelegt. System 1 erhält ein Signal mit negativ gerichteten Impulsen. Der Schwellenwert für die Störaustastung wird mit dem Potentiometer P eingestellt, so dass der Transistor T1 normalerweise leitet, aber bei großen Störamplituden gesperrt wird. Dadurch entsteht ein positiver Spannungssprung am parallel zur Emitter-Kollektorstrecke liegenden 2,2-kΩ-Widerstand. Dieser Widerstand dient auch als Emitterwiderstand des Systems T2 und tastet den gleichzeitig im unteren BAS-Signal auftretenden Störimpuls aus.

Am Ausgang der Schaltung ist bereits eine Art Weiche vorgesehen. Die Impulse, die zur Bildsynchronisierung dienen, werden durch einen Tiefpass mit 33 kΩ und 1 nF geführt. Weitere Details dazu werden in den folgenden Abschnitten behandelt.

 

Extraktion der Zeilensynchronisationssignale

 

9.11 Elektrisches Differenzierglied

 

In Bild 9.11 wird das Differenzieren von Rechteckimpulsen dargestellt, das zur Gewinnung der Zeilensynchronisierimpulse dient. Gemäß der Fernsehnorm bestehen die Synchronzeichen aus rund 5 µs breiten Rechteckimpulsen. Da ein 5 ns breites Zeichen zu ungenau wäre, benutzt man nur die Vorderflanke des Synchronimpulses als Triggersignal für die Kippspannungsoszillatoren des Ablenkteils. Dazu werden die steilen Flanken durch Differenzieren in Nadelimpulse umgeformt.

Beim Differenzieren in der Elektronik handelt es sich um das Ermitteln der Steilheit von kleinen Abschnitten einer Kurve. Beim elektrischen Differenzieren wird aus einem Spannungssprung ein Nadelimpuls erzeugt. Das geschieht, indem man die Rechteckspannung auf ein RC-Glied gibt, das als Hochpass geschaltet ist. Wenn der steile Spannungssprung an den Eingang des Glieds gelangt, wirkt er wie die plötzlich ansteigende Halbwelle einer Wechselspannung sehr hoher Frequenz. Der Kondensator des Glieds besitzt einen geringen Widerstand für Wechselspannungen, so dass fast die gesamte Spannung des Sprungs sofort an den Enden des Widerstands erscheint, und zwar positiv. Während des anschließenden Zustands des Rechteckimpulses kann die Spannung am Widerstand nicht gehalten werden, da es sich um einen Gleichspannungsanteil handelt, der von Kondensatoren nicht übertragen wird. Die Spannung am Widerstand fällt daher wieder auf Null ab, während sich der Kondensator auf die Gesamtspannung auflädt.

Das Differenzieren kann man sich durch einen einfachen Versuch verdeutlichen: Ein Kondensator wird über ein Voltmeter an eine Gleichspannungsquelle angeschlossen. Das Voltmeter zeigt kurz einen Ausschlag an und wird dann wieder spannungslos, während der Kondensator auf die Batteriespannung aufgeladen ist. Wenn die abfallende Impulsflanke des Rechteckimpulses an das RC-Glied gelangt, verläuft der Ladestoß in umgekehrter Richtung, und es entsteht ein kurzer, negativ gerichteter Spannungszacken am Widerstand, bevor die Ausgangsspannung wieder auf Null abfällt.

Diese spitzen Spannungszacken eignen sich besser für die präzise Auslösung der Kippgeräte als reine Rechteckimpulse. Daher werden in allen Fernsehempfängern solche Differenzierglieder eingesetzt, um die eigentlichen Zeilensynchronisierungsimpulse zu erzeugen.

 

9.12 RC-Glieder mit verschiedener Grenzfrequenz

 

Bei der Bemessung eines Differenziergliedes, das als Kopplungskondensator und Ableitwiderstand einer Verstärkerstufe betrachtet werden kann, gelten bestimmte Überlegungen. Das Kopplungselement soll nur die sehr hohen Frequenzen, die in den Zeilenimpulsflanken enthalten sind, übertragen. Die eigentliche Zeilenimpulsfrequenz von 15 625 Hz soll jedoch nicht übertragen werden. Die Grenzfrequenz eines solchen RC-Gliedes muss also weit oberhalb von etwa 15 kHz liegen.

Für die Bemessung wurden in Industrieschaltungen folgende Werte verwendet:

 

 

9.13 Fernseh-Impulsreihe

 

Das Differenzierglied verarbeitet die gesamte Impulsreihe des Fernsehsignals, einschließlich der breiten Rasterwechselimpulse. Jede steile Impulsflanke löst entsprechend ihrer Richtung positive oder negative Nadelimpulse aus. Das Impulsschema ist so gestaltet, dass während der Rasterwechselimpulse im Takt der Zeilenimpulse die Zacken Z ausgelöst werden. Dadurch erhält der Zeilengenerator auch während des Rasterwechsels die korrekten Synchronisierimpulse. Die dazwischenliegenden Spannungsspitzen im Abstand einer halben Zeile stören den Vorgang nicht.

 

9.14 Differenzschaltung

 

Nach dem Differenzierglied entstehen positiv und negativ gerichtete Spannungsspitzen. Wenn nur eine Richtung der Impulse gewünscht wird, kann man die entgegengesetzt gerichteten Impulse durch eine Begrenzerschaltung abkappen. Dazu wird ein weiteres RC-Glied mit einer sehr niedrigen Grenzfrequenz zwischen dem Differenzierglied und dem nachfolgenden Transistor hinzugefügt. Dies bewirkt eine ähnliche Wirkung wie in Bild 9.04. An diesem Glied entsteht eine Vorspannung, die den Arbeitspunkt des Transistors automatisch nach links verschiebt und ihn sperrt. Nur die positiv gerichteten Zacken können durchschalten und erscheinen invertiert als negativ gerichtete Nadelimpulse am Kollektor. Diese entsprechen den Vorderflanken der ursprünglichen positiven Rechteckimpulse.

Wenn man die Richtung der Nadelimpulse an einer geeigneten Stelle durch eine Inverterstufe umkehrt, kann man auch die entgegengesetzt gerichteten Spannungsspitzen isolieren und nur die gewünschten Impulse wirksam machen. Eine einfache Methode, um Impulse einer bestimmten Richtung zu erhalten und die entgegengesetzt gerichteten Impulse abzukappen, besteht darin, eine Ventildiode in den Leitungsweg einzufügen. Je nach ihrer Polung lässt sie nur die positiv oder negativ gerichteten Impulse passieren.

 

9.15 Impulstransformator dämpft differentiell.

 

Bei der Verwendung eines Transformators kann man Rechteckspannungen differenzieren. Durch Anlegen eines Rechteckimpulses an die Primärwicklung eines Transformators (siehe Abbildung 9.15) entsteht während des Zeitabschnitts 1-2 keine Spannung auf der Sekundärseite. Der plötzliche Anstieg 2-3 entspricht einer Wechselspannung hoher Frequenz, die eine entsprechende Spannungsreaktion auf der Sekundärseite hervorruft.

Der Zeitabschnitt 3-4 auf der Primärseite entspricht einem kurzen Gleichstrom, der nicht auf die Sekundärseite übertragen wird. Daher sollte die Ausgangsspannung wieder auf Null zurückgehen, ähnlich wie bei einem Kondensator in Abbildung 9.11, der ebenfalls keine Gleichspannungen durchlässt. Allerdings stellt jede Wicklung des Transformators zusammen mit den Schaltkapazitäten Cs einen Schwingungskreis dar. Wenn man einen Spannungsstoß auf einen solchen Kreis gibt, lädt er die Kapazität auf, und die Energie pendelt zwischen der Spule und dem Kondensator hin und her, bis sie durch Verluste verbraucht ist. Bei jedem Spannungsstoß entsteht eine abklingende Schwingung.

Wenn man den Schwingungskreis durch einen niederohmigen Widerstand R' dämpft, wird die Energie bereits in der zweiten Halbwelle durch Dämpfung verbraucht, und jeder Sprung der Rechteckspannung löst auf der Sekundärseite nur einen schmalen Impuls aus, wie in der rechten Abbildung dargestellt. Somit erzielen wir die gleiche Wirkung wie bei einem RC-Glied in Abbildung 9.11. Ist der primäre Rechteckimpuls sehr schmal, folgen die beiden positiven und negativen Impulse auf der Sekundärseite dicht aufeinander.

Eine solche Anordnung wird als Impulstransformator bezeichnet. Er dient nicht zur genauen Übertragung von Rechteckspannungen, sondern zur elektrischen Differenzierung. Jeder steile Spannungsübergang auf der Primärseite löst unter ausreichender Dämpfung schmale Impulse auf der Sekundärseite aus. Die Dämpfung übernimmt dabei eine ähnliche Funktion wie die Grenzfrequenz bei einem RC-Glied gemäß Abbildung 9.11.

 

9.16 Amplitudensieb mit Impulstransformator.

 

In der Ausgangsstufe eines Amplitudenbegrenzers befindet sich eine Differenzierstufe mit einem Impulstransformator (siehe Abbildung 9.16). Am Widerstand R, der in Reihe mit dem Transformator geschaltet ist, werden die Gleichlaufzeichen für das Bildablenkgerät abgegriffen. Der Impulstransformator dient zur Differenzierung der Zeilenimpulse.

In vielen Fernsehempfängerschaltungen werden zwei symmetrische und gegenphasige Impulsreihen benötigt, um das Zeilenablenkgerät zu synchronisieren. Daher ist die Sekundärseite des Impulstransformators symmetrisch gegen Erde geschaltet. Der Widerstand von 2 kΩ entspricht dem Dämpfungswiderstand R' in Abbildung 9.15. Er verhindert das Entstehen von Schwingungen auf der Sekundärseite. Hinter den beiden 50-kΩ-Widerständen befinden sich weitere Schaltungselemente, die eine ähnliche abschneidende Wirkung wie in Abbildung 9.14 haben. Daher ist in den Oszillogrammen die Impulsreihe in eine Richtung verkürzt.

Diese symmetrische Schaltung wird für die Phasensynchronisation verwendet, die in Kapitel 10 besprochen wird und in den meisten Fernsehempfängern angewendet wird. RC-Differenzierschaltungen gemäß Abbildung 9.11 werden für diesen Zweck seltener eingesetzt.

 

Extraktion der Vertikalsynchronisationssignale

Durch Integration werden aus der Gruppe der breiten Bildwechselimpulse im BAS-Signal, siehe Abbildung 1.08, die Startimpulse für den Bildwechsel, also die Vertikal-Synchronisierzeichen, gewonnen. Der Begriff "integrieren" stammt ebenfalls aus der Mathematik. Er bezieht sich auf ein Rechenverfahren, bei dem viele kleine Abschnitte addiert werden, um das "Ganze" zu bilden. Das lateinische Wort "integer" bedeutet "ganz", daher auch der Begriff "integrierte Schaltung". In einer integrierten Schaltung sind viele einzelne kleine Bauelemente zu einer Gesamtschaltung vereint. In mathematischer Hinsicht bedeutet integrieren, aufeinanderfolgende Einheiten zu einem Ganzen zu addieren.

 

9.21 Spannungsströme zusammenführen (integrieren).

 

In dieser Schaltung wird das elektrische Integrieren durch das Hinzufügen eines Tiefpass-RC-Glieds realisiert. Die Funktionsweise wird zunächst anhand der einfachen Gleichstromschaltung in Abbildung 9.21a erklärt.

Wenn der Schalter S eingeschaltet wird, fließt ein Ladestrom und die Kapazität C lädt sich auf die Batteriespannung U auf. Die Spannung an C steigt dabei gemäß Kurve A zuerst steil und dann langsamer an, da die Spannung hinter dem Widerstand sich nicht mehr stark von der Ladespannung U unterscheidet, sobald der Kondensator teilweise aufgeladen ist. Der Ladestrom nimmt also kontinuierlich ab, und dadurch steigt die Spannung an C ebenfalls langsamer an. Dieser Anstieg erfolgt gemäß einer sogenannten Exponentialfunktion oder e-Funktion, ähnlich dem Absinken der Spannung beim Entladen eines Kondensators. Für unsere Zwecke ist der grundlegende Verlauf von Kurve A ausreichend.

Wenn der Schalter S nur für einen sehr kurzen Moment eingeschaltet und sofort wieder ausgeschaltet wird, hat der Kondensator C nicht genügend Zeit, sich auf die volle Spannung U aufzuladen. Er wird möglicherweise nur einen Teil der Spannung, beispielsweise U1, erreichen und bei einer guten Isolation auf diesem Wert bleiben. Wenn der Schalter zu einem späteren Zeitpunkt erneut kurz eingeschaltet und dann ausgeschaltet wird, lädt sich C weiter auf und erreicht den Wert U3. Dieser Teil der Ladekurve B entspricht genau demjenigen Teil von Kurve A, der auf der gleichen Höhe liegt, da er lediglich eine Fortsetzung dieser Kurve nach der Unterbrechung 1-2 darstellt. Durch wiederholtes kurzes Ein- und Ausschalten erhält man schließlich die volle Spannung am Kondensator.

Durch aufeinanderfolgende kleine Stromstöße wird die Kapazität also auf die Gesamtspannung U aufgeladen. Dies entspricht dem Konzept des Integrierens. Der Versuch kann weiter modifiziert werden, indem nach Abbildung 9.21b ein hochohmiger Widerstand R2 hinter dem Schalter platziert wird. Der Ladevorgang verläuft wiederum ähnlich wie zuvor, da R2 die Batterie nur geringfügig belastet. Wenn jedoch der Schalter geöffnet wird, entlädt sich der Kondensator C über R und R2 während der Unterbrechung 1-2, und die Spannung sinkt auf den niedrigeren Wert U0. Durch wiederholtes Ein- und Ausschalten erhält man dann die eigenartige Zackenkurve D.

 

9.22 Elektrische Integration der TV-Synchronisierimpulse.

 

Das Ein- und Ausschalten des Schalters S in Abbildung 9.22 entspricht eigentlich dem Erzeugen von rechteckförmigen Spannungsstößen an den Eingängen des RC-Glieds. Daher kann auch das Impulsgemisch des Fernsehsignals an den Eingang eines solchen "Integrierglieds" angelegt werden. Der Entladewiderstand Rg aus Abbildung 9.21b wird in der Praxis durch Basisspannungsteilerwiderstände oder Kollektorwiderstände von Transistoren realisiert. Die Werte der Widerstände werden so gewählt, dass der Kondensator C nach den kurzen Zeilenimpulsen und Trabanten wieder vollständig entladen ist. Bei länger andauernden Bildwechselimpulsen lädt er sich dagegen höher auf und kann sich in den kurzen Pausen zwischen ihnen nur wenig entladen. Dadurch bildet sich an C während der Bildwechselimpulse wieder eine Zackenkurve ähnlich der in Abbildung 9.21b aus, die sich während der Nachtrabanten wieder abschwächt. Die ursprünglich gleichmäßige Impulsreihe in Abbildung 9.22a wird also in bedeutungslose Zacken für die Zeilenimpulse umgewandelt, und nur während der Rasterwechselimpulse kann die Spannung am Kondensator den vollen Wert U erreichen. Diese neu gewonnenen Zeichen durch Integration können nun als Startzeichen für den Bildkippgenerator dienen. Dafür wird ein Spannungswert an der ansteigenden Flanke etwa bei Us verwendet, um Störungen durch die restlichen Zeilenimpulse sicher zu vermeiden.

Man kann nun deutlich den bereits im ersten Kapitel in Abbildung 1.08 angedeuteten Zweck der Vortrabanten erkennen. Sie erzeugen vor jedem Rasterwechsel fünf gleichmäßige niedrige Zacken, über denen sich dann die Spannung Us genau definiert aufbauen kann. Wenn man einfach die Zeilenimpulse unverändert durchlässt, beträgt bei einem Halbbild der Abstand zwischen dem letzten Zeilenimpuls und dem ersten Bildimpuls nur eine halbe Zeile, während er beim anderen Halbbild eine ganze Zeile beträgt. Die Spannung Us baut sich im ersten Fall bereits auf der Mitte des abfallenden Rückens des vorhergehenden Zeilenimpulses auf, was bedeutet, dass das Niveau Us zu früh erreicht wird und das nächste Halbbild zu früh beginnt. In diesem Fall liegen alle Zeilen dieses Halbbildes einseitig zu dicht bei den vorhergehenden Zeilen des anderen Halbbildes, und die Zeilen stehen "paarig" zueinander.

Die Funktionsweise des Integrierglieds lässt sich auch anhand der Eigenschaften eines Tiefpasses erklären. Die Grenzfrequenz dieses RC-Glieds wird so niedrig gewählt, dass die mit der Zeilenfrequenz korrespondierenden 15.625-Hz-Impulse über den Kondensator C kurzgeschlossen werden und nur die 50-Hz-Bildwechselfrequenz eine Spannung erzeugt.

 

9.23 Dreistufiges Integrierglied

 

Um die Welligkeit der Kurve aus Bild 9.22b zu minimieren und ein gleichmäßig ansteigendes Signal für den Bildkipposzillator zu erhalten, werden häufig zwei oder drei Integrierglieder hintereinander geschaltet. Dabei lädt sich während eines Impulses der erste Kondensator in der Kette auf eine höhere Spannung auf als der letzte Kondensator. Dies liegt daran, dass die Längswiderstände als Spannungsteiler für den Ladestrom dienen. Während der Pause zwischen zwei Impulsen gleichen sich die Spannungen der einzelnen Kondensatoren aus. Die hohe Spannung des ersten Kondensators lädt praktisch den letzten Kondensator weiter auf. Dadurch wird die Welligkeit der Kurve in Abbildung 9.22b geglättet und ein gleichmäßig ansteigendes Signal für den Bildkipposzillator erzeugt.

In der dargestellten Schaltung werden die verstärkten Gleichlaufzeichen mit einer Amplitude von 145 Vss vom Amplitudensieb geliefert. Für die Zeilensynchronisierung werden sie über den Zeilenimpulstransformator ausgekoppelt und differenziert (siehe Abbildung 9.15). Der vorgeschaltete 1-nF-Kondensator hat bereits eine integrierende Wirkung. Durch die breiten Rasterimpulse lädt er sich ähnlich wie ein Ladekondensator in einem Netzteil etwas auf. Dadurch werden in dem linken Oszillogramm, das die dicht gedrängten Zeilenimpulse darstellt, die breiten Bildwechselimpulse bereits etwas herausgehoben. Nach der dreigliedrigen Integrierkette ist aufgrund der mehrfachen Spannungsteilung die Spannung auf 30 Vss abgesunken, aber die Zeilenimpulse sind nun unterdrückt und die reinen Bildimpulse heben sich positiv gerichtet heraus.

 

9.24 Trennung uon Zeilen- und Bildimpulsen

 

In dieser Schaltung arbeitet der Transistor als Abschneidestufe. Sein Arbeitspunkt wird ähnlich wie in Abbildung 9.04 durch das Signalgemisch an der Basis automatisch eingestellt, so dass nur die Synchronimpulse in den Aussteuerbereich des Transistors gelangen. Der Bildinhalt wird unterdrückt. Am Emitter des Transistors liegt daher die beschnittene Impulsreihe entsprechend Abbildung 9.22a vor. Diese Signalreihe wird zur Gewinnung der Zeilenimpulse an eine Differenzierschaltung weitergeleitet. Die Bildsynchronimpulse werden durch Integration an dem RC-Glied aufgebaut. Wie aus Abbildung 9.22b ersichtlich ist, haben diese Zeichen hinter dem RC-Glied eine deutlich höhere Amplitude als die kleinen Zacken, die nur von den Zeilenimpulsen verursacht werden. Die Diode D ist so vorgespannt, dass sie die kleinen Signale sperrt und nur die größeren Bildwechselimpulse passieren lässt. Dadurch werden die Zeilenimpulse zurückgehalten und der nachfolgende Bildablenkteil spricht nur genau auf die Bildimpulse an. Auf diese Weise kann man mit einer einzigen Integrierschaltung auskommen und dennoch saubere und eindeutige Bildwechselimpulse erhalten. (basierend auf Unterlagen von Kuba-Imperial, 1971)

 

10. Steueroszillatoren für Ablenkungseinheiten

 

10.1 Synchronisierungsteil mit Ablenkung.

 

Das Ablenkteil, das verwendet wird, um das Raster auf dem Bildschirm der Fernsehbildröhre zu erzeugen, besteht im Wesentlichen aus einem Steuergenerator, einer Treiberstufe und einer Endstufe. Der freischwingende Steuergenerator wird durch Synchronimpulse aus dem Amplitudensieb auf die richtige Frequenz eingestellt - 50 Hz für die Vertikalablenkung (Bildkipp) und 15 625 Hz für die Horizontal- oder Zeilenablenkung. Die Endstufe liefert den Strom für die Ablenkspulen, die sich am Hals der Bildröhre befinden. Die Treiberstufe ist nicht immer erforderlich, in diesem Fall treibt der Steuergenerator direkt die Endstufe an. Es gibt auch zweistufige Generatoren (Multivibratoren), bei denen eine Stufe gleichzeitig die Endleistung liefert.

Die Ströme in den Ablenkspulen müssen in Form einer Sägezahnkurve verlaufen. Beim Schreiben einer Zeile soll der Strom kontinuierlich und linear ansteigen, um den Leuchtfleck gleichmäßig über den Bildschirm zu führen. Dann springt der Strom in sehr kurzer Zeit auf den Anfangswert zurück, um die nächste Zeile zu schreiben. Diese Sägezahnstromkurve erfordert spezielle impulsförmige Steuerspannungen. Der gesamte Ablenkteil ist auf diese Kippspannungs- oder Impulstechnik ausgelegt. Es lassen sich drei grundlegende Formen unterscheiden: Rechteckschwingungen, Sägezahnschwingungen und Nadelimpulsreihen. Häufig entstehen diese Kippspannungsreihen, indem eine Röhre oder ein Transistor periodisch in einen anderen Arbeitspunkt kippt und darin bis zum nächsten Umschalten verweilt oder durch einen langsamen Lade- oder Entladevorgang in den ursprünglichen Zustand zurückkehrt. Durch verschiedene Schaltungen können Impulsreihen in andere Formen umgewandelt werden. Es ist bekannt, dass aus Sinusschwingungen durch Abschneiden oder Übersteuern Rechteckimpulse erzeugt werden können, wie in den Abbildungen 9.11 bis 9.13 gezeigt wurde, wo wir gelernt haben, wie Rechteckimpulsreihen durch Differenzieren in Nadelimpulse umgeformt werden können. Später werden wir sehen, dass die Sägezahnströme in der Zeilen-Endstufe nicht durch Sägezahnspannungen, sondern durch Rechteck-Schaltspannungen erzeugt werden.

In Fernsehempfängern werden Impulsspannungen in den Ablenkteilen vorzugsweise durch Verstärkerröhren oder Transistoren erzeugt. Zunächst möchte ich jedoch das Prinzip der Kippspannungserzeugung mit einer Glimmröhre erläutern.

 

10.2 Kippspannung durch Glimmröhre erzeugt.

 

Wenn man den Kondensator C, der parallel zur Glimmröhre Gl liegt, über den Widerstand R auflädt, steigt die Spannung daran gemäß der Kurve A an (vgl. Bild 9.21). Sobald die Spannung am Kondensator den Wert der Zündspannung Uz der Glimmröhre Gl erreicht, "zündet" die Röhre und entlädt den Kondensator kurzzeitig bis zum Wert der Löschspannung Ul. Die Glimmröhre erlischt dann, und der Spannungsanstieg am Kondensator C beginnt von vorne. Die Spannung an C kippt also periodisch zwischen der Zünd- und Löschspannung der Glimmröhre hin und her und ergibt damit die Sägezahnkurve. Man erkennt leicht, dass der Spannungsanstieg umso geradliniger ist, je höher die Ladespannung U über der Zündspannung liegt, da die Glimmröhre dann bereits im unteren steilen Teil der Kurve A zündet. Wenn der Widerstand R erhöht wird, dauert es länger, bis der Kondensator aufgeladen und die Zündspannung erreicht ist. Die Sägezähne werden also breiter, und die Kippfrequenz wird niedriger. Dasselbe gilt, wenn die Kapazität C vergrößert wird oder allgemein, wenn die Zeitkonstante dieses RC-Gliedes erhöht wird. Das Prinzip der Kippspannungserzeugung beruht also auf dem Laden und Entladen eines Kondensators. Dies kann auch in umgekehrter Reihenfolge geschehen, indem der Kondensator schnell durch eine Spannungsquelle aufgeladen und über einen Widerstand langsam entladen wird. Die Glimmröhre hat in beiden Fällen lediglich die Funktion eines automatischen Schalters. Sie ist entweder geöffnet (beim Laden) oder geschlossen (beim Entladen) dargestellt.

Ein Glimmröhren-Oszillator, der auch als Relaxationsoszillator bezeichnet wird, kann leicht experimentell aufgebaut werden, und mit einem Oszillografen kann die Sägezahnkurve sichtbar gemacht werden. Der Begriff "Relaxation" stammt aus dem Lateinischen und bedeutet Erleichterung oder Erholung. Offensichtlich wollte der Namensgeber damit ausdrücken, dass die Spannung am Kondensator sich erholt, nachdem sie durch den Entlade-Kurzschluss zusammengebrochen ist.

 

10.03 Bildkipposzillator mit zwei Transistoren (Siemens).

 

Diese Schaltung, die in einem Siemens-Fernsehempfänger als Bildkipposzillator verwendet wird, arbeitet nach dem gleichen Prinzip. Die Funktion der Glimmröhre wird dabei von zwei Transistoren übernommen. Beim Einschalten der Betriebsspannung Ui ist die Spannung am Punkt 1 zunächst geringer als die am Punkt 2. Dies liegt daran, dass über den niederohmigen Spannungsteiler die Spannung schneller zum Punkt 2 gelangt als über den hohen 390-kQ-Widerstand zum Punkt 1. In diesem Moment sperrt der npn-Transistor TI, da er keinen Kollektorstrom führt und die Basis von T2 liegt an Masse, wodurch auch Transistor 2 sperrt.

Nun lädt sich der Kondensator C allmählich über den Widerstand Rj auf die volle Betriebsspannung auf. Transistor 1 wird leitend, schaltet durch und legt über seinen Kollektor die Basis des Transistors T2 ebenfalls auf + Ui. Dadurch schaltet auch Transistor 2 durch, und Strom und Spannung an seinem Emitterwiderstand erreichen ihren Höchstwert.

Anschließend entlädt sich der Kondensator C über den Widerstand R2 und die beiden Transistorstrecken. Die Kollektorströme der Transistoren nehmen langsam ab, und damit sinkt auch die Spannung am Emitter des Transistors T2. Wenn sie am Punkt 1 unter einen Schwellenwert fällt, sperren die Transistoren und der Vorgang beginnt von neuem. Durch Verstellen des Widerstands R3 kann die Spannung am Punkt 2 und damit die Entladezeit bzw. die Kippfrequenz eingestellt werden. Die Synchronimpulse, die im Amplitudensieb abgetrennt wurden, werden der Basis des Transistors T2 als Triggersignale zugeführt. Sie zwingen den Kipposzillator zur genauen Kippfrequenz, ähnlich wie später in Bild 10.15 beschrieben wird.

 

Sperrschwinger

 

10.11 Manipulation von Impulsen durch Inhaltsumschnitt und ungleiche Spitzen.

 

10.12 Gitterspannungsverlauf beim Sperrschwinger.

 

In der Röhrenschaltung eines Oszillators mit einem RC-Glied im Gitterkreis wird die Rückkopplung so stark eingestellt, dass eine sehr hohe Oszillatorwechselspannung erzeugt wird. Diese wird durch die Diodenwirkung der Gitter-Katoden-Strecke gleichgerichtet und erzeugt eine so hohe negative Spannung am Gitter (Punkt 2 in Bild 10.12), dass die Röhre vollständig blockiert wird und die Schwingungen abbrechen. Die hohe negative Gittervorspannung lädt den Kondensator C auf diesen Spannungswert auf.

Nachdem die Röhre blockiert ist und der Anodenstrom unterbrochen wurde, entlädt sich C langsam über Rj und R2. Die negative Gittervorspannung nimmt allmählich ab, bis im Punkt 3 die Röhre wieder öffnet und Anodenstrom fließen kann. Augenblicklich schwingt sie jedoch erneut mit hoher Amplitude an, übersteuert sich wieder und der Vorgang wiederholt sich. 

 

10.13 Kurze Spannungsstöße formen den Anodenstrom.

 

Der Anodenstrom fließt also nur während der sehr kurzen Zeit, in der die Röhre jeweils schwingt, und es entstehen sehr schmale, aber hohe Anodenstromspitzen entsprechend Bild 10.13. Die Röhre fungiert somit als Schalter, der automatisch für kurze Zeit eingeschaltet wird, sodass ein kräftiger Strom fließt. Die Frequenz der Anodenstromstöße hängt hauptsächlich von C, Rj und R2 ab. Der Stellwiderstand R2 dient zur Frequenzeinstellung. Die Frequenz der eigentlichen Hochfrequenzschwingung des Anodenkreises ist dabei von geringerer Bedeutung. Jedoch könnten ausgeprägte Hochfrequenzschwingungen oder ihre Harmonischen in den Frequenzbereich des Empfängers fallen und unangenehme Störungen verursachen. Um dies zu vermeiden, wird der Hochfrequenzkreis durch einen Widerstand R3 gedämpft, sodass nur eine einzige Halbwelle der Hochfrequenzschwingung entsteht, die sofort eine so hohe negative Vorspannung erzeugt, dass weitere Schwingungen unterdrückt werden.

 

10.14 Anodenstrom- und -spannungsverlauf beim Sperrschwinger.

 

Im Falle des Sperrschwingers als Sägezahngenerator sind nicht der Ladevorgang des Gitterkondensators, sondern die Stromimpulse gemäß Bild 10.13 entscheidend. Während der langen stromlosen Zeiten ist die Röhre gesperrt und die volle Betriebsspannung liegt an ihrer Anode. Während der kurzen Stromimpulse fällt die Spannung an der Anode auf einen kleinen Restwert ab. Dieses Einschalten wird als "Durchschalten" bezeichnet, ähnlich wie das "Zünden" einer Glimmröhre. Diese Durchschaltphasen werden genutzt, um den Kondensator beim Erzeugen von Sägezahnspannungen zu entladen. In Bild 10.14 ist dieser Vorgang nochmals veranschaulicht. Dabei wurde im Vergleich zu Bild 10.13 die kurze Stromflusszeit etwas verlängert. Dieses Durchschalten wird ausgenutzt, um den Kondensator zu entladen und Sägezahnspannungen zu erzeugen.

 

10.15 Bildkipp-Sperrschwingers

 

10.16 Spannungsverlauf am Ladekondensator

 

Bild 10.15 und 10.16 zeigen den Einsatz eines Sperrschwingers als Sägezahngenerator. Sperrschwingerschaltungen wurden häufig zur Erzeugung der 50-Hz-Bildkippfrequenz verwendet. In der gezeigten Schaltung wird ein Kondensator C1 mit 0,1 μF über einen Ladewiderstand (300 kΩ + 1-MΩ-Einsteller) aufgeladen. Aufgrund des hohen Vorwiderstands steigt die Spannung am Ladekondensator sauber und linear an.

Parallel zu diesem Kondensator befindet sich die Anode-Kathode-Strecke des Sperrschwingers. Solange die Röhre gesperrt ist, fließt kein Anodenstrom und der Kondensator lädt sich ungestört auf. Wenn jedoch die Röhre durch das Anschwingen leitend wird, fungiert sie als Schalter und kurzschließt praktisch den Ladekondensator. Die Spannung an diesem Kondensator bricht zusammen, was zu einer senkrecht abfallenden Sägezahnflanke führt. In der Zwischenzeit sperrt sich die Röhre wieder von selbst, und der Zyklus beginnt erneut. Bild 10.16 zeigt die dadurch erzeugte Spannung am Ladekondensator.

Der Vorteil dieser Schaltung im Vergleich zum einfachen Glimmröhren-Kippgenerator (Bild 10.02) besteht darin, dass Frequenz und Amplitude der Sägezahnspannung unabhängig voneinander eingestellt werden können. Die Frequenz kann über den veränderlichen Gitterableitwiderstand Rg des Sperrschwingers eingestellt werden, während die Amplitude über den Widerstand R1 im Ladekreis angepasst werden kann. Durch Ändern des Widerstands R1 kann die Amplitude der Kippspannung vergrößert oder verkleinert werden, was sich auf die Auslenkung des Bildstrahls auswirkt. Für die Bildhöhenanpassung wird normalerweise ein Trimmerwiderstand verwendet, der nur für den Service-Techniker zugänglich ist. Alternativ kann die Ladespannung auch an einem Anodenspannungsteiler abgegriffen werden, um die Bildhöhe einzustellen.

Das Grundprinzip, eine durchgeschaltete Röhre oder einen durchgeschalteten Transistor zur Erzeugung von Sägezahnspannungen zu verwenden, findet Anwendung bei allen Steueroszillatoren für Ablenkspannungen.

 

10.17 Transistor-Sperrschwingkreis in Prinzipschaltung.

 

In Bild 10.17 wird ein Transistor-Sperrschwinger dargestellt. Die Wicklungen des Rückkopplungstransformators sind im Basis- und Kollektorkreis angeordnet. Bei einem npn-Transistor wird die Basis über die Widerstände R1 und R2 so eingestellt, dass der Transistor gerade gesperrt ist. Wenn ein positiv gerichteter Synchronimpuls an der Basis ankommt, steigt der Kollektorstrom durch die Wicklung n2 an. Der dadurch in der Wicklung n1 induzierte Strom erzeugt eine Rückkopplung, wodurch der Kollektorstrom und die Spannungen am Transformator sprunghaft ansteigen.

Wenn die Wechselspannung im Basiskreis so groß ist, dass ihre Spitzenwerte größer sind als die Vorspannung am Widerstand Ro, wirkt die Emitter-Basisstrecke des Transistors als Gleichrichterdiode. Sie lädt den Kondensator C auf. Die Basis wird negativ, sperrt den Transistor und unterbricht die Schwingungen.

Die im Transformator gespeicherte magnetische Energie fließt über die Diode D ab, bis der Anfangszustand wiederhergestellt ist. Der Transistor schaltet während des Anschwingvorgangs durch. Zwischen Emitter und Kollektor kann eine Schaltspannung (siehe Bild 10.14b) abgegriffen und weiterverarbeitet werden.

 

10.18 Synchronisation eines Kippgeräts mit Gleichlauf- oder Triggerimpulsen.

 

In Bild 10.18 wird das Synchronisieren eines Sperrschwingers dargestellt. Die Kippfrequenz des Sperrschwingers muss durch die Synchronimpulse gesteuert werden, um den genauen Gleichlauf mit dem Fernsehsender herzustellen. Die Kurve 10.18a zeigt die Kippspannung am Eingangs-RC-Glied des Sperrschwingers. Nachdem die Ladespannung des Kondensators auf den Schwellenwert S abgesunken ist, beginnt die Schaltung zu schwingen und erzeugt einen hohen Stromstoß. Dadurch wird das RC-Glied schlagartig aufgeladen und der Schwingungsvorgang unterbrochen.

Wenn die Einzelteile so dimensioniert sind, dass die Periode der freien Kippschwingung etwas länger dauert als erforderlich, und zusätzlich die durch Differenzieren gewonnenen Zeilengleichlaufimpulse dem Eingang zugeführt werden (Kurve 10.18b), addieren sich die Spannungsreihen a und b. Die kritische Auslösespannung S wird durch den positiv gerichteten Gleichlaufimpuls früher erreicht, und die Kippschwingung wird immer zum richtigen Zeitpunkt ausgelöst.

Die Trabanten T im Abstand einer halben Zeile bringen die Schaltung nicht zum Kippen, da sie die Auslösespannung S nicht erreichen. Die Eigenfrequenz des Sperrschwingers muss daher immer etwas niedriger sein als die Synchronisierungsfrequenz. Die Frequenz des Sperrschwingers wird durch die Synchronisierimpulse auf den richtigen Wert gesteuert. Es handelt sich dabei nicht um eine Regelung im Sinne eines geschlossenen Regelkreises, sondern um eine Direktsynchronisierung. In neueren Empfängerschaltungen werden Sperrschwinger nur noch selten eingesetzt, da das Wickeln des Sperrschwinger-Transformators teurer ist als der Einsatz einer integrierten Schaltung mit einer spulenlosen Kippstufe.

 

Multivibratoren

Bild 10.21 und 10.22 zeigen den Multivibrator als rückgekoppelten Verstärker. Ein Multivibrator besteht aus zwei Röhren oder Transistorsystemen, die durch Kopplungskondensatoren miteinander verbunden sind. In Bild 10.21 sind die Verbindungen dargestellt, während in Bild 10.22 die Wirkungsweise deutlicher zu erkennen ist.

 

10.21 Multivibrator in symmetrischer Darstellung

 

10.22 Darstellung eines Multivibrators als rückgekoppelter Verstärker.

 

Die Schaltung besteht aus zwei hintereinandergeschalteten Emitterverstärkerstufen, bei denen die Kollektorspannung des Transistors T2 über den Kondensator C2 auf die Basis des Systems 1 rückgekoppelt wird. Ein Spannungssprung an der Basis B1 wird im Transistor 1 verstärkt, über C1 auf den Transistor T2 übertragen, dort erneut verstärkt und wieder auf die Basis 1 zurückgeführt.

Durch die Rückkopplung entsteht eine Mitkopplung, die dazu führt, dass die Schaltung zu schwingen beginnt. Da die volle Ausgangsspannung auf den Eingang zurückgeführt wird, wird die Stufe stark übersteuert. Diese Übersteuerung wirkt sich auch auf die zweite Stufe aus. Die Transistoren in einem Multivibrator kennen nur zwei Zustände: voll durchgeschaltet oder vollständig gesperrt, was zu einer Rechteck-Ausgangsspannung führt.

Der Ablauf ist wie folgt: Der Transistor 1 wird durchgeschaltet, wodurch die Spannung am Kollektor schlagartig fast bis zum Nullpotential abfällt. Dieser Spannungssprung wirkt sich über C1 auf die Basis des zweiten Transistors aus. C1 und die niederohmige Emitter-Basisstrecke von T2 bilden ein Differenzierglied. Das Durchschalten von Transistor T1 bzw. der steile Spannungssprung in negativer Richtung am Eingang des Differenzierglieds entspricht der abfallenden Flanke des Rechteckimpulses. Am Ausgang des RC-Glieds, also an der Basis von Transistor T2, springt die Spannung auf einen negativen Wert, und Transistor 2 wird dadurch gesperrt.

Dann lädt sich die rechte Seite des Kondensators C1 über den Widerstand R0 langsam wieder auf positives Potential auf. Wenn die Spannung an der Basis den Wert erreicht, bei dem ein Basisstrom in Transistor 2 fließen kann, schaltet dieser vom Sperr- in den Durchlasszustand. Der gleiche Vorgang passiert nun Transistor 1, der gesperrt wird, und der Kondensator C1 beginnt sich erneut aufzuladen. Das Spiel wiederholt sich kontinuierlich. Der Multivibrator arbeitet also als selbstschwingender Verstärker, der eine Rechteck-Ausgangsspannung erzeugt.

 

10.23 Spannungsoerläufe beim Multivibrator

 

Bild 10.23 zeigt die Kurvenformen eines Multivibrators. Wenn Ri = R1, R2 = R3 und C1 = C2 sind, erfolgt das Hin- und Herschalten in genau gleichen Zeitabschnitten.

- In Bild 10.23a ist die Spannung an der Emitter-Kollektorstrecke von Transistor 1 dargestellt. Während des Schaltvorgangs fällt die Spannung am Kondensator aufgrund des gesperrten Transistors auf null ab, und die volle Betriebsspannung liegt an der Emitter-Kollektorstrecke.

- Bild 10.23b zeigt den Spannungsverlauf an der Basis von Transistor 2. Bei der Schaltschwelle springt die Spannung am Kondensator auf den vollen Wert der Betriebsspannung, da der Kollektorstrom des gesperrten Transistors null ist. Die Spannung am Kollektorwiderstand des Transistors, wie in Bild 10.23c dargestellt, verläuft gegensinnig zur Spannung Uce zwischen Emitter und Kollektor.

Die Schaltzeiten t eines Multivibrators können berechnet werden. Eine vereinfachte Formel für die Schaltzeit t lautet: t = 0,7 Rb • C, wobei Rb der Basisableitwiderstand und C die Kapazität ist.

Die Schaltzeiten können in einem weiten Bereich variieren, von Mikrosekunden bis zu mehreren Sekunden. Es gilt auch die Beziehung: Rb = 0,8 * beta * R1, wobei beta der Verstärkungsfaktor des Transistors und R1 der Lastwiderstand bzw. der Kollektor-Arbeitswiderstand ist.

Durch die Variation der Zeitkonstanten der RC-Glieder können verschiedene Kurvenformen erzeugt werden. Wenn die Zeitkonstanten der beiden RC-Glieder gleich groß sind, entstehen gleichbleibende Rechteckimpulse. Wenn die Zeitkonstante an der Basis des zweiten Systems größer ist, klingt die Ladung langsamer ab und es entstehen lange spannungsführende Zeiten, die durch kurze negative Spannungsimpulse unterbrochen werden. Diese Impulse werden in Fernsehempfängern für weitere Schaltungsfunktionen genutzt.

 

10.24 Bildkipp-Multivibrator mit Vorstufentransistor und Endröhre, mit Rückkopplung über den Ausgangsübertrager.

 

Bild 10.24 zeigt einen Multivibrator mit einer Endstufe zur Bildablenkung. Oft werden die Vorstufe und die Endstufe einer Vertikal-Ablenkschaltung direkt zu einem Multivibrator zusammengeschaltet.

In dieser spezifischen Schaltung wird ein Transistor als Multivibrator verwendet, der über eine kapazitive Kopplung (C1) mit dem Gitter einer Röhre verbunden ist. Im Anodenkreis der Röhre befindet sich ein Ausgangsübertrager. Die Sekundärwicklung (wp) des Übertragers liefert den Strom für die Bildablenkspulen, und an der Wicklung W3 wird die Rückführungsspannung für die Basis des Transistors abgegriffen. Durch die richtige Wickelrichtung entsteht eine Mitkopplung, und das System schwingt als Multivibrator.

Ein Tiefpass bestehend aus R5 und C3 im Mitkopplungsweg unterdrückt Reste der Zeilenimpulse (15 625 Hz), die von den Zeilenablenkspulen in die Schaltung eingestreut werden. Mit R3 wird der Arbeitspunkt bzw. die Schaltschwelle des Transistors und damit die Bildfrequenz (Bildfang) eingestellt. Zusätzlich werden der Basis Bildsynchronisierimpulse zugeführt, die als Triggerimpulse den Multivibrator auf die richtige Frequenz bringen.

Die Endstufe, die durch eine Röhre dargestellt ist, ist ebenfalls frequenzabhängig gegengekoppelt, um dem Ausgangsstrom (d.h. dem Ablenkstrom) die richtige Kurvenform zu geben. Die S-förmige Vorverzerrung wird mit den beiden Trimmwiderständen abgeglichen, um eine korrekte Kurvenform zu erreichen. Weitere Einzelheiten zu dieser Schaltung und deren Justierung werden im Kapitel 11 behandelt.

 

Sinusgeneratoren

10.31 Prinzip eines Sinusgenerators mit Nachstimmdiode.

 

Bild 10.31 zeigt das Prinzip eines Sinusgenerators, der zur Erzeugung der Zeilenfrequenz verwendet wird. Für Sinusgeneratoren werden häufig Rückkopplungsoszillatoren mit LC-Schwingkreisen eingesetzt. Sie liefern eine sinusförmige Spannung mit einer Frequenz von 15 625 Hz. Diese Sinusspannung wird dann durch Impulsformerstufen in die benötigten Rechteck- oder Sägezahnsignale umgewandelt.

Im Vergleich zu Sperrschwingern oder Multivibratoren ist die Frequenz eines Sinus-Oszillators stabiler gegenüber Spannungsschwankungen und impulsartigen Störungen. Der schwingende LC-Kreis wirkt wie ein Schwungrad, das nicht so leicht aus dem Takt gebracht werden kann.

Um den Oszillator zu synchronisieren, wird ein ähnliches Verfahren wie bei der automatischen Feinabstimmung verwendet. Parallel zum Schwingkreis befindet sich ein Nachstimmglied, das in diesem Fall als Kapazitätsdiode dargestellt ist. Diese Kapazitätsdiode erhält eine Regelspannung Uj, die die exakte Zeilenfrequenz am Oszillator einstellt.

Früher wurden sogenannte Reaktanzröhren als Nachstimmglieder verwendet. Diese Röhrensysteme wurden durch Beschalten mit Phasenschiebern zu Blindwiderständen gemacht und dienten dann als steuerbare Kapazität oder Induktivität. Die Halbleitertechnik hat jedoch Vereinfachungen in diesem Bereich gebracht.

 

10.32 Phasenvergleichschaltung

 

Bild 10.32 zeigt eine Phasenvergleichsschaltung, auch als Phasenkomparator bezeichnet, die verwendet wird, um die Regelspannung für das Nachstimmglied zu erzeugen. Es handelt sich um eine Brückenschaltung mit zwei Kristalldioden, ähnlich einem Ratiodetektor.

In der Schaltung werden zwei zu vergleichende Frequenzen zugeführt. Eine Frequenz wird in Form von zwei schmalen, symmetrischen Impulsen mit positiver und negativer Polarität zur Brücke geleitet, zum Beispiel über eine Übertragerwicklung. Die andere Frequenz liegt als Sägezahnspannung vor und wird in die Brückendiagonale eingespeist.

Die symmetrischen Impulse laden die beiden Kapazitäten Cj und Co auf die gleiche Spitzenspannung, jedoch mit entgegengesetzter Polarität. Diese Spannungen werden über die Widerstände Rj und R2 zusammengeführt und heben sich gegenseitig auf, so dass am Punkt M keine Spannung vorhanden ist.

Zusätzlich wird die Sägezahnspannung der anderen Frequenz überlagert. Dadurch entstehen an den Widerständen Rj und R2 Summenspannungen aus den Impulsen und der Sägezahnspannung. Wenn diese periodischen Schwingungszüge in Frequenz und Phase genau übereinstimmen, wird die Regelspannung Null sein.

 

10.33 Summenspannungen einer Phasenbrücke

 

Bild 10.33 zeigt die Spannungsdiagramme der Phasenvergleichsschaltung. Die schmalen, symmetrischen Impulse werden aus den Zeilensynchronisierzeichen des Amplitudensiebes abgeleitet, während die Sägezahnspannung aus der Zeilenablenk-Endstufe entnommen wird.

Im eingeschwungenen Zustand, wenn der Zeilenoszillator richtig schwingt, liegen die Synchronisierimpulse zeitlich auf der Mitte der Rücklaufflanke und somit im Null-Durchgang, wie in Bild 10.33a dargestellt. Die Spannungen Uqj und Uqo an den beiden Kondensatoren sind gleich groß, aber entgegengesetzt gerichtet, und sie heben sich auf, wodurch die Regelspannung Null ist.

Wenn der Zeilenoszillator langsamer schwingt, verschieben sich die Impulse an der Rückflanke nach oben, wie in Bild 10.33b dargestellt. Dadurch entsteht an der Kapazität Cj ein positiver Spannungsüberschuss +A Uqj. Umgekehrt, wenn der Oszillator schneller schwingt, bewegen sich die Impulse nach unten, und es entsteht an Co ein negativer Spannungsüberschuss -A Uqo, wie in Bild 10.33c gezeigt. Diese unsymmetrischen Spannungsteile erzeugen eine positive oder negative Regelspannung, die dem Nachstimmglied des Zeilenfrequenzoszillators zugeführt wird, um den Oszillator auf die richtige Frequenz zurückzuziehen.

 

10.34 Spannungsverlauf mit unterdrücktem Sägezahnanstieg

 

In einigen Schaltungen werden die langsam ansteigenden Sägezahnflanken unterdrückt, und nur die notwendigen Rückflanken werden durch Differenzieren erfasst, wie in Bild 10.34 dargestellt. Die gestrichelten Linien geben den ursprünglichen Sägezahnverlauf an. Die Entwicklungsteams für die Ablenkstufen formen daher die Impuls- und Ablenkspannungen je nach Bedarf. Es ist wichtig zu beachten, dass man nicht immer geometrisch exakte Rechteck- und Sägezahnspannungen erwarten kann. Ein Impulsplan ist daher ein wichtiger Bestandteil der Service-Unterlagen.

 

10.35 Ablenkteil mit Regelkreis über eine Phasenvergleichsschaltung.

 

Der Regelkreis in Bild 10.35 basiert auf dem Prinzip der Phasensynchronisierung eines Oszillators, das bereits in Bild 8.51 besprochen wurde. Es handelt sich um einen geschlossenen Regelkreis mit einem Sollwertgeber. Der Sollwert ist die Frequenz der Zeilensynchronimpulse, die vom Sender gesendet werden. Der Zeilenfrequenzoszillator im Empfänger steuert zunächst die Zeilenendstufe. Von dort oder auch vom Ausgang des Oszillators wird eine Spannung mit dieser Frequenz in die Phasenvergleichsstufe zurückgeführt.

Es kann für Anfänger manchmal verwirrend sein, dass die rückgeführten Zeilenoszillator-Impulse als Vergleichsimpulse bezeichnet werden. In der Regeltechnik ist es jedoch üblich, den Sollwert als Bezugswert, Referenzwert oder Vergleichswert zu bezeichnen. In diesem Fall wären die Synchronimpulse vom Sender die eigentlichen Sollwerte. Die sogenannten Vergleichsimpulse im Zeilenablenkteil stellen jedoch tatsächlich die Frequenz des freischwingenden Zeilenoszillators dar, und diese Frequenz muss auf den richtigen Wert angezogen werden. Dieses Regelsystem bildet den Kern der Anordnung, und von außen werden die Synchronisierzeichen vom Amplitudensieb als Sollwert (Sollfrequenz) zugeführt.

 

10.36 Zeilenablenkgenerator mit Röhrenbestückung und Phasensynchronisierung. 

 

Der Sinusgenerator in Bild 10.36 ist mit einer PCF 802-Röhre bestückt und arbeitet in Kombination mit einer Nachstimmstufe. Zunächst dient Transistor T1 als Amplitudensieb für das BAS-Signal vom Videoverstärker. An seinem Kollektor entstehen negativ gerichtete Synchronisierimpulse mit einer Amplitude von 18 V. Diese Impulse steuern die Phasenumkehrstufe, die mit Transistor T2 realisiert ist. Bei Transistor T2 entstehen entgegengesetzt gerichtete Synchronisierimpulse mit einer Amplitude von 12 V bzw. 10 V. Diese Stufe wirkt ähnlich wie der Impulstransformator in Bild 10.32.

Die Synchronisierimpulse werden über 470 pF-Kapazitäten der Phasenvergleichsbrücke zugeführt. Am Mittelpunkt der Brücke liegt die rückgeführte Spannung vom Zeilenausgangsübertrager. Diese Spannung liegt ursprünglich in Form von Rechteckimpulsen mit einer Amplitude von 420 V vor, wird jedoch durch RC-Glieder zu einer Sägezahnspannung mit einer Amplitude von 14 V integriert. Diese Sägezahnspannung liegt am Mittelpunkt der Brücke zwischen den beiden Dioden. Die resultierende Regelspannung steuert das Gitter des Triodensystems, das als Reaktanzröhre arbeitet und den Sinusoszillator auf die gewünschte Frequenz einstimmt. Der Sinusoszillator schwingt in einer induktiven Rückkopplungsschaltung über die Kathode, das Gitter 1 und das Gitter 2 des Pentodensystems. Am Gitter 1 liegt die Sinusspannung mit einer Amplitude von 80 V. Die Oszillatorspannung wird rückwirkungsfrei an der Anode des Pentodensystems ausgekoppelt und der Zeilenendstufe zugeführt.

 

10.37 Zeilenfrequenz-Oszillator mit Transistoren.

 

In Bild 10.37 wird ein Sinusoszillator mit Transistoren dargestellt. Im Vergleich zu Bild 10.36 werden die entgegengesetzt gerichteten Impulse nicht aus den Synchronisierzeichen des Amplitudensiebs entnommen, sondern aus dem Zeilenausgangsübertrager. Die schräge Flanke, die für die Schaltung benötigt wird, wird aus den Synchronisiersignalen des Amplitudensiebs gewonnen, indem ein Schwingkreis damit angeregt wird. Dieser liefert eine präzise synchronisierte Schwingung mit Flanken, die durch den Nullpunkt verlaufen.

Die resultierende Regelspannung steuert zunächst die Kapazität einer Siliziumdiode (BA 112), die sich im Basis-Kollektorkreis des Transistors (BFY 39) befindet. Der Transistor fungiert als Kapazitätswandler und multipliziert die Kapazitätsänderungen der Diode. Dadurch wird der Schwingkreis des Sinusoszillators mit dem Transistor T2 nachgestimmt. Transistor T2 dient gleichzeitig als Treiber für die Zeilenendstufe. Ähnliche mit Transistoren bestückte Sinusoszillatoren werden auch in anderen Schaltungen zur Zeilenablenkung verwendet.

 

Zeilenoszillatoren mit integrierten Schaltungen

 

10.41 Integration mehrerer Stufen eines Zeilenablenkteils in einer Schaltung.

 

In Bild 10.41 wird eine Blockschaltung mit dem TAA 790 von Intermetall dargestellt. Diese integrierte Schaltung vereinfacht den Aufbau von Zeilenoszillatoren und Synchronisierstufen erheblich. Der TAA 790 enthält das Amplitudensieb mit Störaustastung, die Phasenvergleichsschaltung, den Zeilenoszillator und eine Schaltstufe zum automatischen Umschalten der Störbandbreite. Mit diesem Baustein werden die konventionellen Stufen eines Fernsehempfängers, die in Bild 10.41 hervorgehoben sind, ersetzt.

Die für die Phasenvergleichsstufe erforderlichen Zeilenimpulse werden innerhalb des Bausteins aus dem Zeilenoszillator und nicht aus der Zeilenendstufe entnommen. Dadurch entsteht ein geschlossener Phasenregelkreis. Gleichzeitig werden in der integrierten Schaltung alle erforderlichen Impulsformungen durchgeführt. Um eine Induktivität für den Schwingkreis des Zeilenoszillators zu sparen, ist dieser innerhalb der integrierten Schaltung als RC-Oszillator ausgeführt. Es ist lediglich ein einziger externer Kondensator anzuschließen, und der Feinabgleich der Frequenz erfolgt mithilfe einer einstellbaren Gleichspannung.

 

10.42 Die im Zeilenablenkteil verwendete integrierte Schaltung ist die TAA 790 von Intermetall.

 

In der Betriebsschaltung des TAA 790 wird das BAS-Signal über ein RC-Glied dem Amplitudensieb innerhalb der integrierten Schaltung zugeführt. Es gibt die Möglichkeit, Störungen durch Austasten zu unterdrücken, indem ein invertiertes BAS-Signal an Anschluss 8 zugeführt wird.

Der Ausgang des Amplitudensiebs geht über Anschluss 7 zur Vertikalablenkung und über ein Differenziernetzwerk für die Zeilenimpulse über Anschluss 3 zum Eingang der Phasenvergleichsstufe. Diese erhält auch eine Spannung aus dem Zeilenoszillator über eine interne Phasenregelschleife.

Die Regelspannung aus der Phasenvergleichsstufe gelangt über Anschluss 4 zu einem Siebglied und dann über den Spannungsteilerabgriff zum Anschluss 12 des Oszillators. Die Schwingfrequenz des Oszillators kann mit einem einzigen Kondensator am Anschluss 11 (10 nF ±5%) grob eingestellt werden. Die Feineinstellung erfolgt mit einem 10-kΩ-Potentiometer, während die genaue Synchronisierung über die Phasenvergleichsstufe erfolgt.

Die Schaltstufe erhält Signale vom Amplitudensieb und vom Oszillator. Wenn diese Signale synchron sind, wird der Anschluss 10 an Masse geschaltet. Dadurch wird das RC-Glied C9-R7 parallel zum Siebkondensator C10 geschaltet, was die Zeitkonstante des Siebgliedes erhöht und die Regelspannung stabilisiert. Der Ausgang des Oszillators in Form einer Rechteckimpulsreihe steht am Anschluss 1 zur Verfügung und wird über einen Einzeltransistor zur Horizontal-Endstufe geführt. Ein solcher Baustein wie der TAA 790 spart eine beträchtliche Anzahl von Einzelteilen und erleichtert die Übersicht und den Service.

 

11. Ablenkvorrichtungen

Für die niedrige Bildkippfrequenz von 50 Hz haben die Vertikal-Ablenkspulen einer Bildröhre einen geringen Impedanzwert. Sie sind niederohmig, ähnlich wie die Schwingspule eines Lautsprechers. Um jedoch die mit 16...18 kV beschleunigten Elektronen in der Bildröhre abzulenken, wird eine erhebliche Ablenkleistung benötigt. Das bedeutet, dass hohe Ablenkströme durch die niederohmigen Ablenkwicklungen fließen müssen. Daher ist es erforderlich, einen Ausgangsübertrager einzusetzen, um die Endstufe an die niederohmigen Ablenkspulen anzupassen.

Bei Transistorschaltungen besteht die Möglichkeit, ähnlich wie in der NF-Schaltungstechnik, auf niederohmige Komplementär-Gegentaktendstufen umzusteigen. Dadurch können die Ablenkspulen direkt, ohne den Einsatz eines Übertragers, angesteuert werden.

 

11.01 Prinzip eines Bildkippteils

 

Bild 11.01 und 11.02 zeigen die Grundschaltung eines Bildkippteils, insbesondere mit Übertrager.

In der Schaltung wird eine sägezahnförmige Steuerspannung erzeugt. Dazu wird der Ladekondensator C am Eingang der Endstufe über einen Widerstand R aus der Betriebsspannung aufgeladen und periodisch durch einen Schalter S entladen. Als Schalter kann ein gesteuertes Röhren- oder Transistorsystem, wie ein Sperrschwinger oder ein Multivibrator, verwendet werden. In Bildablenkschaltungen werden oft Multivibratoren eingesetzt.

Die entstehende Sägezahnspannung am Kondensator steuert den Ausgangsstrom der Endstufe. Der Ausgangstransformator überträgt die sägezahnförmigen Stromkurven auf die Ablenkspulen.

Der Übertrager sorgt dafür, dass der eventuelle Gleichspannungsanteil im Signal eliminiert wird. Die Sägezahnstromkurve in Bild 11.02 ordnet sich um eine Nullinie herum symmetrisch an. Dies ist wichtig, da der Elektronenstrahl in der Bildröhre von seiner größten Auslenkung am oberen Rand allmählich zur Mitte geführt wird, wo der Ablenkstrom null ist. Dann nimmt der Strom in entgegengesetzter Richtung zum unteren Bildrand hin wieder zu und springt auf den Anfangswert zurück. Dieser Zyklus wiederholt sich.

 

11.02 Ausgangsstrom der Bildkippendstufe

 

Es ist jedoch zu beachten, dass die Kurve in Bild 11.02 stark idealisiert ist. In der Realität muss sie in gewisser Weise vorverzerrt werden, um genau parallele Zeilen zu erzeugen, wie bereits in Bild 7.29 erwähnt wurde.

 

11.3  a) Bildung einer Sägezahnschwingung: Der Sägezahn besteht aus harmonischen Einzelschwingungen, die sinusförmig sind.
b) Durch die Phasenverschiebung der Grundschwingung nach rechts wird der lineare Anstieg verzerrt.

 

Bild 11.03 zeigt die Zusammensetzung einer Sägezahnkurve. Die Sägezahnkurve besteht mathematisch und physikalisch aus einer Summe von Sinusschwingungen, bestehend aus der Grundfrequenz (in diesem Fall 50 Hz) und zahlreichen Harmonischen mit abnehmenden Amplituden. Die Oberwellen reichen bei der Bildkippspannung bis mindestens 1000 Hz. In Kurve I in Bild 11.03a wird eine Sägezahnkurve mit der Grundschwingung f und den Harmonischen 2f, 3f und 4f dargestellt. Die Nulllinie ist in der Mitte des Sägezahns positioniert. Es ist deutlich zu erkennen, wie am linken Rand durch die Addition aller Halbwellen die Spitze des Sägezahns nach oben hin aufgebaut wird. Wenn die Harmonischen 4f, 3f und 2f nach unten abfallen, sinkt auch die Sägezahnflanke ab. In der Mitte gehen alle Kurven, einschließlich der Sägezahnkurve, durch Null, und auf der rechten Seite wiederholt sich der Aufbau der Sägezahnspitze in umgekehrter Reihenfolge. Je mehr Harmonische berücksichtigt werden, desto schärfer werden die Spitzen und desto steiler ist der Abfall.

Der Ausgangsübertrager einer Bildkippendstufe muss diese Mischung von Sinusschwingungen gleichmäßig übertragen. Der induktive Widerstand der Primärwicklung müsste sehr groß im Vergleich zum Anpassungswiderstand der Endröhre sein, um sicherzustellen, dass auch die niedrigste Frequenz von 50 Hz nicht beeinträchtigt wird. Dies würde jedoch einen großen und teuren Transformator erfordern. Daher wird oft eine kleinere Ausführung verwendet, und die Verzerrungen der Kurvenform werden durch geeignete Entzerrer und Gegenkopplungen ausgeglichen, wie es in der Verstärkertechnik üblich ist.

Die Unterschätzung des Transformators für 50 Hz führt zu einer Phasenverschiebung dieser Schwingung. In Bild 11.03b wird die Grundschwingung f etwas nach links verschoben, was zu einer neuen Summenkurve II führt. Der Anstieg der Grundschwingung beginnt früher, wodurch der Sägezahn um den Betrag A höher ansteigt. Außerdem geht der Sägezahn nicht mehr genau in der Mitte der Periode durch Null, sondern der nach links verschobene Nulldurchgang der Grundschwingung zieht den Nulldurchgang der Summenkurve nach links. Dadurch ergibt sich die Absenkung B in der Mitte. Schließlich ist auch die Spitze der negativen Halbwelle von f nach links verschoben. Dadurch verringert sich der Sollwert der Sägezahnspitze um den Wert C. Aus dem ursprünglich geradlinigen gestrichelten Sägezahn wird also eine gekrümmte Kurve.

 

11.4 Gegengekoppelte Spannung der Bildkippendstufe.

 

In Bild 11.04 wird die Verwendung einer Spannungsgegenkopplung zur Linearisierung des Bildkippstroms dargestellt. Um die Verzerrung des Ausgangsstroms aufgrund der Phasenverschiebung der Grundfrequenz, die durch die zu niedrige Induktivität des Ausgangsübertragers verursacht wird (wie in Kurve II von Bild 11.03b gezeigt), rückgängig zu machen, kann man dem Eingang der Endstufe einen Spannungsanteil hinzufügen, der diese Verzerrung kompensiert. Hierfür wird beispielsweise ein Teil der Ausgangswechselspannung über ein phasendrehendes RC-Glied und einen ohmschen Spannungsteiler als Gegenkopplung eingespeist. Durch die richtige Dimensionierung von Rj und Cj wird der gewünschte Frequenzgang erreicht, während mit dem Spannungsteiler R2 und R3 der korrekte Gegenkopplungsgrad eingestellt wird. Ein solcher Gegenkopplungsweg ist in Bild 10.24 zu erkennen.

Es ist sogar möglich, noch mehr zu erreichen. Wenn man sich vorstellt, dass die Grundfrequenz in Bild 11.03b nicht nach links, sondern nach rechts verschoben wird, wird die obere Spitze der Summenkurve abgeflacht, und man kommt nahe an die S-förmige Verzerrung, wie sie in Bild 7.29 erforderlich ist. Eine solche Vorverzerrung kann also auch durch frequenzabhängige RC-Gegenkopplungen erreicht werden.

 

11.05 Während des Stromanstiegs in den Bildablenkspulen entsteht eine hohe Spannungsspitze.

 

In Bild 11.05 wird die Spannung an den Bildablenkspulen betrachtet. Unter der Annahme, dass der Strom in den Bildablenkspulen den idealen Verlauf hat, wie in Bild 11.05a dargestellt, steigt auch die Spannung an den Spulen während der Hinlaufphase linear an. Dies liegt daran, dass der Strom nur gleichmäßig größer werden kann, wenn auch die Spannung kontinuierlich ansteigt.

Beim schnellen Rücklauf des Stroms tritt jedoch ein Ausschaltvorgang auf, bei dem die Selbstinduktion der Spulen deutlich spürbar wird. Das in der Spule aufgebaute Magnetfeld bricht kurzzeitig zusammen, und die darin gespeicherte Energie wird freigesetzt und erzeugt einen starken Spannungsstoß. Dieser Vorgang ist bekannt beim Abschalten einer Induktivität (wie einer Magnetspule, einem Motor oder einem Transformator) von der Stromversorgung. Dabei kann ein Funken am Schalter überspringen, der eine viel längere Dauer hat als die eigentliche Netzspannung.

Die Größe der entstehenden Spannung kann mit der Formel u = L * (di / dt) berechnet werden, wobei L die Selbstinduktivität der Spule, di die Änderung des Stroms und dt die Zeit, in der die Änderung stattfindet, ist. Da das Rechnen mit Differentialen für den Praktiker etwas undurchsichtig sein kann, kann man eine vereinfachte Überlegung anstellen:

Man nimmt an, dass während des Hinlaufs und Rücklaufs nur die Selbstinduktion der Spulen wirksam ist. Die Zeit für den Hinlauf ist etwa 20-mal so lang wie für den Rücklauf. Die Spule verhält sich in beiden Fällen wie ein induktiver Widerstand Rl = 2 * pi * f * L, wobei f die Grundfrequenz (z.B. 50 Hz) und L die Selbstinduktivität der Spule ist. Vereinfacht betrachten wir nur die Grundfrequenz für den Hinlauf. Am Ende des Hinlaufs fließt ein bestimmter Strom i, und die Spannung an den Enden der Spule beträgt dann u = i * Rl = i * 2 * pi * 50 * L = v. Der gleiche Strom i wird dann in 1/20 der vorherigen Zeit abgeschaltet, was bedeutet, dass eine steil abfallende Sägezahnflanke entsteht, deren Grundfrequenz 20-mal größer sein muss als die für den Hinlauf. Ein Strom i bei 20-facher Frequenz bewirkt jedoch eine 20-fach höhere Spannung: U| = i * 2 * pi * 50 * 20 * L = 20v.

Dadurch ergeben sich während des Rücklaufs der Ablenkspulen die hohen Spannungsspitzen, wie in Bild 11.05b dargestellt. Diese hohen Rücklaufspitzen sind nicht unerwünscht. Sie dienen tatsächlich dazu, den Elektronenstrahl während des Bildwechsels abzudunkeln. Über geeignete Kopplungsglieder wird die Rücklaufspannung an die Kathode oder den Wehnelt-Zylinder der Bildröhre geführt, so dass der Strahl beim Zurückspringen vom unteren Bildrand zum Anfang der ersten Zeile am oberen Bildrand gesperrt wird.

 

11.07 Entstehung und Überlagerung einer Parabelspannung

 

In Bild 11.06 wird die Größe der Rücklaufspannung an der Anode einer Endröhre betrachtet. Während des Rücklaufs der Ablenkspulen entsteht ein großer Spannungsimpuls, der sich auf die Primärseite des Ausgangsübertragers überträgt. Diese Spannung wird hochtransformiert und addiert sich zur Anodengleichspannung der Endröhre. Im Bild ist ein Oszillogramm dargestellt, das diesen Vorgang veranschaulicht. Die Anodengleichspannung beträgt 260 V. Während des Hinlaufs, wenn der Anodenstrom ansteigt, fällt die Anodenspannung aufgrund des Spannungsabfalls am Anodenwiderstand bzw. am Ausgangsübertrager auf etwa 110 V ab. Während des Rücklaufs entsteht die Spannungsspitze und steigt auf 810 V an.

Die Isolation der Schaltelemente und die Spannungsfestigkeit der Röhre müssen diesen Belastungen standhalten können. Bei Röhrentypen wie der PCL 805 beträgt die zulässige Spitzenspannung beispielsweise 2,0 kV. Solch hohe Spannungsfestigkeiten können mit Transistoren nicht erreicht werden. Dies war einer der Gründe, warum sich Röhren in den Ablenk-Endstufen so lange gehalten haben.

 

11.08 Bei unzureichender Dämpfung des Ausgangskreises treten Störschwingungen aufgrund der hohen Rücklaufspannung auf.

 

In Bild 11.08 wird die Schwinggefahr beim Rücklauf betrachtet. Die große Spannungsspitze, die beim Rücklauf der Ablenkspulen entsteht, kann dazu führen, dass der Ausgangskreis der Endstufe, bestehend aus Induktivität und parallel geschalteten Schaltkapazitäten, zu schwingen beginnt. Diese Spannungsspitze regt den Ausgangskreis zum Schwingen an, und die darin gespeicherte Energie pendelt einige Male hin und her, bevor sie durch die Verlustwiderstände des Kreises abgebaut wird.

Diese Schwingungen würden sich mit dem neuen Anstieg der Sägezahnspannung überlagern und die Zeilen aus dem Tritt bringen. Um diese Schwingungen zu dämpfen, werden künstlich Verlustwiderstände in den Ausgangskreis eingefügt. Dies kann beispielsweise durch Dämpfungswiderstände parallel zur Primärwicklung des Übertragers oder durch spannungsabhängige Widerstände (VDR-Widerstände) bei den Ablenkspulen erfolgen. Diese Widerstände haben einen niedrigeren Widerstandswert für höhere Spannungen, sodass sie nur die große Anschwingspitze dämpfen.

 

Beispielschaltungen

Bild 11.11 zeigt eine Bildablenkstufe mit Röhren. In dieser Schaltung arbeiten zwei Systeme einer Röhre vom Typ ECL oder PCL als Multivibrator. Die Kopplungen erfolgen von der Anode der Triode über einen 47 nF Kondensator und ein Gegenkopplungsnetzwerk mit dem Trimmwiderstand R3 zum Gitter 1 der Endpentode. Von der Anode der Pentode erfolgt die Rückkopplung über einen 27 nF Kondensator zum Gitter der Triode. Dort werden auch die Synchronisierungssignale zugeführt. Der Widerstand R1 dient zur Nachstellung der Frequenz, falls die Synchronisierung ausbleibt.

 

11.11 Bildkippendstufe mit der Röhre PCL85.

 

Die Trimmwiderstände R3 und R4 in den Gegenkopplungszweigen dienen zur Einstellung der Linearität. Die Anodenspannung der Triode wird aus der in der Zeilenkipp-Endstufe erzeugten Spannung U800 = 800 V bezogen. Ein Trimmwiderstand R2 in der Zuleitung ermöglicht die Einstellung der Bildhöhe. Die Anodenspannung der Triode wird außerdem durch den VDR-Widerstand R5 stabilisiert.

Die Endpentode arbeitet ohne Kathodenwiderstand, um die volle Anodenspannung nutzen und ausreichende Ablenkleistung erzielen zu können. Die erforderliche negative Vorspannung wird mithilfe des VDR-Widerstands R7 durch Gleichrichtung der Anodenwechselspannung gewonnen und über den Leitungszug mit den Widerständen R4 und R3 dem Gitter zugeführt. Eine positive Spannung wird an dem Trimmwiderstand R6 aus dem Anodenspannungsteiler der Triode entnommen und gegen die negative Gleichspannung, erzeugt durch den VDR-Widerstand, geschaltet. Dadurch ist es möglich, den richtigen Wert der Gittervorspannung von -26 V an dem 0,33 µF Siebkondensator einzustellen.

Dämpfungswiderstände in der Zuleitung zu den Ablenkspulen verhindern das Überschwingen. Es handelt sich hier um eine ähnliche Schaltung wie in Bild 10.24, jedoch mit einem Transistor anstelle der Eingangstriode.

 

11.12 Bildablenkschaltung (Blaupunkt) mit Transistoren.

 

Bild 11.12 zeigt einen Bildablenkteil mit Transistoren. Mit einer Komplementär-Endstufe, die aus zwei Leistungstransistoren besteht, wird der Ausgangsübertrager eingespart. Dadurch können die Ablenkspulen direkt am Mittelpunkt der Endstufe angeschlossen werden, ähnlich wie die Schwingspule eines Lautsprechers bei einem NF-Verstärker. Dies reduziert die Betriebsspannungen und verringert die Gefahr einer Überlastung der Endstufe durch zu hohe Spannungen.

Die dargestellte Schaltung verwendet ein Komplementär-Leistungstransistorpaar AD161/AD162 mit einer Versorgungsspannung von nur 11 V. Vor den Leistungstransistoren befindet sich ein Treibertransistor BC108A. Gegenkopplungsnetzwerke werden verwendet, um die Stabilität und Vorverzerrung sicherzustellen. Sie führen vom Ausgang der Endstufe zurück zu den Basisanschlüssen der Endtransistoren und zur Basis des Treibertransistors. Der erste Transistor gehört zu einer speziellen Schaltung des 50-Hz-Steueroszillators, die in dieser Darstellung nicht gezeigt ist und auf Blaupunkt-Unterlagen basiert.

 

11.13 Prinzip des Miller-Integrators: Die Kapazität Cm in der Gegenkopplung erhöht die Eingangskapazität.

 

Bild 11.13 zeigt den Miller-Integrator. Der Miller-Integrator wurde von Telefunken vorgeschlagen, um die Ladeschaltung in transistorbestückten Bildkippteilen zu verbessern. Das Prinzip besteht darin, den Ladekondensator C am Eingang des Kippspannungsverstärkers durch eine zusätzliche Kapazität Cm im Gegenkopplungsweg zu ergänzen. Diese Gegenkopplung wirkt den Änderungen der Eingangsspannung entgegen.

Zu Beginn des Aufladevorgangs steigt die Spannung am Kondensator C steil an. Durch den Gegenkopplungskondensator Cm wird dieser schnelle Anstieg gebremst und verlangsamt. Im weiteren Verlauf des Ladevorgangs, wenn die Spannung weniger steil ansteigt, ist die Wirkung der Gegenkopplung geringer.

Dies führt zu einem sehr linearen Anstieg der Sägezahnspannung am Kondensator C, selbst bei kleinen Betriebsspannungen, wie sie in Transistorschaltungen üblich sind. Zusätzlich verringert die Gegenkopplung den Eingangswiderstand des Verstärkers und wirkt sich kapazitiv aus, was einer größeren scheinbaren Kapazität C' am Eingang des Verstärkers entspricht. Die Anordnung wird als Miller-Integrator bezeichnet, da der Widerstand R und der Kondensator Cm ein Integrierglied bilden. Das Prinzip wurde bereits in der Röhrenzeit entwickelt und mit Mehrgitterröhren angewendet.

In der Blaupunkt-Schaltung mit dem Miller-Integrator wird ein Relaxations-Oszillator als elektronischer Schalter S verwendet. Es gibt viele Varianten transistorbestückter Ablenkstufen mit unterschiedlichen Schaltungsdesigns. Der Miller-Kondensator Cm ist möglicherweise nicht leicht erkennbar, da er inmitten des komplexen Gegenkopplungsweges liegt, der zur Parabelbildung und zur S-förmigen Vorverzerrung der Steuerkurve dient. Es ist wünschenswert, dass die Service-Unterlagen der Industrie auch Hinweise auf die Einzelfunktionen enthalten, um die verschiedenen Schaltungen besser zu verstehen.

 

Zeilenendstufe

 

11.21 Anlegen einer Gleichspannung U an einen Stromkreis bestehend aus Widerstand und Induktivität.

 

Bild 11.21 zeigt den Einschaltstrom einer Spule. Bei der Zeilenfrequenz von 15.625 Hz wirkt sich die Selbstinduktion der Ablenkspulen stärker aus als bei der 50-Hz-Rasterfrequenz. Wenn man eine Spule über einen Widerstand R an eine Gleichspannung anschließt, steigt der Strom nicht abrupt auf seinen Höchstwert an, sondern nimmt allmählich zu und folgt einer Sättigungskurve, während das Magnetfeld um die Spule aufgebaut wird. Der Einschaltstrom einer Spule hat also grundsätzlich den gleichen Verlauf wie die Einschaltspannung eines Kondensators.

 

11.22 Spannungs- und Stromverlauf beim periodischen Schließen und Öffnen des Schalters S in Abbildung 11.21.

 

In diesem Fall benötigt man eigentlich keine Sägezahnspannung, um den Sägezahnstrom für die Zeilenablenkspulen der Bildröhre zu erzeugen. Stattdessen genügt es, während des Zeilenhinlaufs eine konstante Spannung U anzulegen und sie für den Rücklauf abzuschalten, wie in Bild 11.22a gezeigt. Wenn der Widerstand R und die Induktivität L richtig bemessen sind, wird während der Hinlaufzeit nur der annähernd geradlinige erste Teil des Stromanstiegs genutzt. Vor dem Übergang in den flachen Teil der Stromkurve wird die Spannung bereits abgeschaltet, wie in Bild 11.22b dargestellt. Dies folgt dem Grundprinzip der Kipp-Schwingungserzeugung in Bild 10.02, jedoch wird hier kein Sägezahnstrom mit einem Kondensator erzeugt, sondern ein Sägezahnstrom in einer Spule. Das kurzzeitige Ausschalten der Spannung wird als "Schaltspannung" bezeichnet.

Die Zeilenkipp-Endstufe wird also mit Rechteckspannungen gesteuert, um den gewünschten Sägezahnstrom für die Zeilenablenkspulen zu erzeugen.

 

11.23 Prinzip der Zeilen-Endstufe

 

Bild 11.23 zeigt eine Röhre als Schalter in der Zeilen-Endstufe. Bei der hohen Frequenz von 15.625 Hz kommt wieder nur ein elektronisch gesteuerter Schalter in Frage. In diesem Fall wird eine Röhre als Schalter verwendet, da sie eine bessere Isolation bei den hohen Spannungen im Ablenkteil bietet. Dies gilt auch für den Horizontal-Ablenkteil, der ebenfalls lange Zeit mit Röhren bestückt war.

In der Vertikal-Endstufe dient die Röhre als Schalter, um Sägezahnströme zu erzeugen. Der Innenwiderstand Rj der Röhre entspricht dem Vorschaltwiderstand R, und die Betriebsspannung üj entspricht der Spannung U in Bild 11.21. Der Stromkreis bestehend aus Rj, L und üj wird durch Verringern der negativen Gittervorspannung eingeschaltet, so dass ein Anodenstrom durch die Röhre fließt. Um den Zeilenrücklauf auszuschalten, wird das Gitter kurzzeitig sehr stark negativ gemacht. Eine "Schaltspannung" mit negativen Impulsen am Gitter ist erforderlich, um die Zeilen-Endstufe zu steuern. Der Sägezahnstrom bildet sich dann automatisch in den Ablenkspulen.

Im Allgemeinen hat die Steuerspannung am Gitter den im linken Teil des Bildes dargestellten Verlauf. Die negativen Impulsspitzen sind sehr groß (ungefähr -100 bis -150 V), um den Anodenstrom auch während der hohen positiven Spannungsspitzen beim Rücklauf sicher abzuschalten.

 

11.24 Reduzierung von Störschwingungen durch kurzzeitiges Einschalten einer Kapazität C.

 

Bild 11.24 zeigt einen Dämpfungsschalter in der Zeilen-Endstufe. In der Zeilen-Endstufe besteht die gleiche Gefahr wie in der Bild-Endstufe, dass die beim Rücklauf an den Spulen entstehende große Spannungsspitze den Anodenkreis zum Schwingen anregen kann. Um dies zu verhindern, werden ohmsche Widerstände vermieden, da sie aufgrund der höheren Frequenz erhebliche Leistungsverluste verursachen würden.

Stattdessen wird beim Zeilenbeginn ein Kondensator C über einen elektronischen Schalter S parallel zu den Ablenkspulen L geschaltet. Die Kapazität C erhöht die bisher nur aus den natürlichen Streukapazitäten Cs bestehende Kreiskapazität. Dadurch wird die Eigenfrequenz des Schwingkreises stark herabgesetzt, so dass sie weit unterhalb der Zeilenfrequenz liegt und keine Störungen verursacht. Während des kurzen Rücklaufs wird der Schalter S jedoch geöffnet, da sonst der Kondensator C den Rücklauf verlangsamen würde. Durch das Öffnen des Schalters wird der Kondensator vom Schwingkreis getrennt und ermöglicht einen schnellen Rücklauf ohne Verzögerung.

 

11.25 Prinzip der Schalterdiode (Boosterdiode).

 

Bild 11.25 zeigt eine Schalterdiode in der Praxis. Der Schalter S wird in der Praxis von einer Diode (Röhre 2) gebildet, deren Kathode zur Anode der Röhre 1 ausgerichtet ist. Während des Rücklaufs ist die Diode gesperrt, da zu dieser Zeit eine hohe positive Spannungsspitze an der Anode der Endstufe entsteht (wie in Bild 11.06 dargestellt).

Wenn eine neue Zeile beginnt, ist die Spannung an der Spule so gerichtet, dass der eingezeichnete Pfeil zeigt, dass der Scheitel der Spule negativ gegenüber dem Fußpunkt ist. Dies bedeutet auch, dass die Kathode der Diode negativ gegenüber ihrer Anode ist. Die Diode schaltet durch und legt den Kondensator C parallel zur Spule. Dabei lädt sich der Kondensator auf und speichert gewissermaßen die Energie, die zur Dämpfung entzogen wird, ohne sie wie ein ohmscher Widerstand in Form von Wärme zu verlieren. Die Röhre 2 wird als Schalterdiode bezeichnet, da sie wie ein automatischer Schalter funktioniert. Sie wird auch als Boosterdiode bezeichnet, da sie den Schwingkreis verstärkt und eine effektive Dämpfung ermöglicht.

 

11.26 Zeilenendröhre mit Ausgangsübertrager und Boosterdiode. 

 

Bild 11.26 zeigt eine Zeilen-Endstufe mit Ausgangsübertrager und Boosterdiode. Ähnlich wie bei der Bild-Endröhre werden auch die Zeilenablenkspulen über einen Ausgangsübertrager angeschlossen. Hier wird ein Sparübertrager verwendet, der eine geringe Windungszahl aufweist, um den niedrigen Anodenstrom der Röhre auf die erforderlichen großen Ablenkströme (bis zu 2 A) heraufzutransformieren. Die Schalterdiode, auch bekannt als Boosterdiode, wird normalerweise an eine größere Windungszahl des Ausgangsübertragers angeschlossen.

Im Gegensatz zu Bild 11.25 liegt die Betriebsspannung hier unmittelbar an der Anode der Schalterdiode. Für die Funktionsweise gibt es jedoch zunächst keinen Unterschied. Man kann sich vorstellen, dass Röhre 1 ihre Anodenspannung über Röhre 2 erhält, da die Diode während des Hinlaufs in die richtige Richtung leitend ist.

Gleichzeitig wird jedoch auch durch die aus dem Magnetfeld der Ablenkspule L resultierende Energie der Kondensator C während der Sperrzeit der Pentode aufgeladen. Dadurch entsteht eine ziemlich konstante Spannung von 500 V oder mehr am Kondensator C. Diese Spannung liegt in Reihe mit der Betriebsspannung Uβ, so dass am Fußpunkt des Übertragers eine Gesamtspannung von etwa 750 V gegenüber der Kathode zur Verfügung steht. Dieser Spannungsgewinn stammt eigentlich aus der Energie, die sonst nutzlos in Wärme umgewandelt würde und dem Ablenkspulenkreis entzogen werden muss, um unerwünschtes Schwingen zu verhindern. Aus diesem Grund wird Röhre 2 auch als Spardiode bezeichnet, da sie diese Energie einspart und in Form einer höheren Anodenspannung wieder zur Verfügung stellt. Die Gesamtspannung von 500 V dient auch oft als Schirmgitterspannung für die eigentliche Fernsehbildröhre und als Anodenspannung für verschiedene andere Röhrenstufen.

Die Sparschaltung ermöglicht den Bau von Fernsehempfängern mit Anodenspannungen von bis zu 800 V, ohne dass ein Netztransformator mit entsprechendem Hochspannungsnetzteil erforderlich ist. Die Größe des Kondensators C beeinflusst die korrekte Arbeitsweise der Schaltung. Er sollte nicht als herkömmlicher Ladekondensator betrachtet werden, der einfach vergrößert werden kann.

 

11.27 Anodenstrom und Strom in den Zeilenablenkspulen.

 

In der Zeilen-Endröhre wird durch die Sparwirkung der Boosterdiode praktisch nur während der halben Zeit ein Anodenstrom aus dem Netzteil entnommen. Die negative Steuerspannung am Gitter wird so eingestellt, dass nur während der zweiten Hälfte der Zeile ein Anodenstrom durch die Röhre fließt. Der Anodenstrom Ia hat daher den in Bild 10.27a dargestellten Verlauf.

Dadurch entsteht in den Ablenkspulen nach Bild 10.27b der obere Teil (senkrecht schraffierte Fläche) des Stromsägezahns. Dann wird der Anodenstrom durch den negativen Impuls am Gitter der Endröhre abgeschaltet. Das Magnetfeld in den Ablenkspulen bricht zusammen, und der Strom Ia sinkt auf Null und schwingt weiter bis zum negativen Höchstwert. Der dabei entstehende positive Spannungsstoß (wie in Bild 11.06 gezeigt) ist zu diesem Zeitpunkt soweit abgeklungen, dass die Schalterdiode wieder schließt. Die schnelle, gestrichelt gezeichnete Pendelschwingung wird unterbrochen, und der Kreis schwingt mit der tiefen Frequenz weiter, die durch den angeschlossenen Kondensator C bestimmt ist. Der Kondensator wird dabei durch die aus dem abgebauten Magnetfeld stammende Energie während der Zeit zwischen Tß und Tj aufgeladen. Auf diese Weise entsteht der untere Teil (waagerecht schraffierte Fläche) der Sägezahnkurve, ohne dass Strom aus dem Netzteil entnommen wird.

Im Ergebnis wird daher, ähnlich wie bei der Resonanzfrequenz eines Schwingkreises, nur eine geringe Energie für die Kreisverluste benötigt, während im Kreis selbst die viel höheren Resonanzströme fließen.

 

11.28 Zeilenendstufe mit Hochspannungsgleichrichter.

 

In der Zeilen-Endstufe erfüllt sie eine weitere Funktion. Die positiven Spannungsspitzen von bis zu 4000 V an der Anode des Zeilentransformators werden durch einen zusätzlichen Wicklungsteil aufwärts transformiert und mit Hilfe von Röhre 3 gleichgerichtet. Dadurch entstehen Gleichspannungen von 16...18 kV, die als Anodenspannung für die Bildröhre verwendet werden. Aufgrund der Grundfrequenz der gleichgerichteten Spannung von 15 625 Hz und des geringen entnommenen Stroms genügen sehr kleine Ladekondensatoren zur Glättung. Oftmals wird nur die natürliche Kapazität zwischen der Anode der Bildröhre und ihrer äußeren Abschirmung (1 bis 1,5 nF) verwendet. Das Dielektrikum besteht hauptsächlich aus dem Glas des Bildröhrenkolbens und ist daher den hohen Spannungsbelastungen gewachsen.

Die Kathode dieser Hochspannungs-Gleichrichterröhre führt die volle Spannung von 16...18 kV gegen Masse. Da der Heizfaden nicht im allgemeinen Heizkreis eines fernsehbestückten Empfängers liegt, da sonst die gesamte Hochspannung zwischen Faden und Kathodenbeschichtung liegen würde und zu Durchschlägen führen könnte. Stattdessen wird Röhre 3 aus einer separaten Wicklung auf dem Zeilenausgangsübertrager geheizt. Diese Wicklung kann ausreichend gut isoliert werden. Um den Ausgangsübertrager nicht übermäßig zu belasten, wurden Röhren mit geringer Heizleistung entwickelt, wie der Typ DY 86 und EY 86 bzw. ihre Vorgängertypen. Die Hochspannungs-Gleichrichterröhren werden direkt am Zeilentransformator montiert. Die Leitungen sollten kurz sein und frei von Knickstellen und scharfen Spitzen, da Hochspannung dazu neigt, an solchen Stellen zu überspringen.

 

Pl 500 Röhre

 

Die Röhren einer Zeilen-Endstufe müssen besonders spannungsfest sein, da an der Anode der Endröhre hohe Rücklaufspannungsspitzen von bis zu 4 kV auftreten. Röhrentypen wie PL 36, PL 81, PL 500 und PL 504 wurden speziell für diesen Zweck entwickelt. Bei diesen Röhren ist die Anode oben am Kolben herausgeführt, um Überschläge zu anderen Röhrenkontakten zu vermeiden. Als Schalterdioden werden die Typen PY 81, PY 83 und PY 88 verwendet. Deren Kathode ist ebenfalls Spannungen von bis zu 4 kV ausgesetzt. Der Heizfaden wird jedoch zur Vereinfachung in den allgemeinen Heizkreis gelegt. Diese Röhrentypen müssen daher Spannungen von bis zu 4000 V zwischen dem Heizfaden und der Kathode aushalten können.

In der vollständigen Schaltung einer Zeilen-Endstufe gibt es neben dem Grundprinzip aus Bild 11.28 noch weitere Details. Bei der Zeilenablenkung kann die Zeilenamplitude, also die Bildbreite, nicht in der Vortufe eingestellt werden, da der Sägezahnstrom erst im Anodenkreis der Endröhre erzeugt wird. Um die Bildbreite einzustellen, erfolgt eine stufenweise Umschaltung an Abgriffen des Zeilenausgangsübertragers. Diese Einstellmöglichkeit ist mit "ZA = Zeilenamplitude" gekennzeichnet. In anderen Geräten wird eine veränderliche Induktivität parallel zu den Ablenkspulen verwendet, die als Nebenschluss wirkt und den Strom durch die Ablenkspulen beeinflusst, um die Bildbreite einzustellen.

Der Stromanstieg in den Zeilenablenkspulen muss, ähnlich wie bei der Bildablenkung, S-förmig korrigiert werden, um eine gleichmäßige Bewegung auf dem Bildschirm zu erzielen. Eine veränderliche Induktivität mit der Bezeichnung "ZL = Zeilenlinearität", die in Reihe mit den Ablenkspulen liegt, wird zur Einstellung der Linearität verwendet. Ein Balkengenerator wird genutzt, um die Spule ZL so einzustellen, dass die senkrechten Balken gleichen Abstand voneinander haben. Die Hochspannungsspule für die Heizung der Röhre DY 86 ist räumlich von den anderen Wicklungen getrennt und als gut isolierte Schleife um den Ferritkern gelegt. Von einer speziellen Wicklung des Zeilenausgangsübertragers werden Rücklaufimpulse für die Phasensynchronisierung entnommen. Die Boosterspannung beträgt +1000 V, von der über einen Spannungsteiler 500 V abgegriffen werden und als Schirmgitterspannung (g2) für die Bildröhre verwendet werden.

Die richtige Dimensionierung des Zeilenausgangsübertragers und der Bildspulen erfordert viel Erfahrung. Aus diesem Grund liefern die Bildröhrenhersteller fertige Ablenkaggregate zusammen mit den Bildröhren. Der Zeilenablenktransformator wird aufgrund der hohen Frequenz nicht aus Eisenblechen, sondern mit einem Ferritkern aufgebaut.

Die Röhre PL 500 wurde als leistungsfähiges System für Zeilen-Endstufen zur Ansteuerung von Bildröhren mit 110°-Ablenkung entwickelt. Der Arbeitspunkt der Endröhre wird über das Potentiometer "Boo" eingestellt, das über Vorwiderstände mit der Boosterspannung verbunden ist. Ein Teil der Spannung, der an dem 1-MΩ-Potentiometer abgegriffen wird, wird zusammen mit einem Zeilenimpuls, der über den 270-pF-Kondensator entnommen wird, an den VDR-Widerstand angelegt. Der VDR-Widerstand richtet die Zeilenimpulsspannung gleich und erzeugt daraus die negative Gittervorspannung für die Endröhre PL 500. Dies bildet einen Regelkreis und stabilisiert somit die Zeilenamplitude bzw. die Bildbreite. Die Zeilenlinearität ZL wird mit einer Spule mit Ausgangskreis eingestellt.

 

11.30 Zeilenablenkteilt mit Transistoren

 

Die dargestellte Schaltung in Bild 11.30 zeigt eine einfache Lösung für den Zeilenablenkteil mit Transistoren, die in einem tragbaren Fernsehgerät von Blaupunkt verwendet wird. Die Schaltung ist für den Betrieb mit einer 12-V-Autobatterie ausgelegt und verfügt über eine stabile und belastbare Stromquelle für die Transistorstufen. Es besteht auch die Möglichkeit des Netzbetriebs über ein eingebautes Netzteil, das eine elektronisch stabilisierte Betriebsspannung von 12 V liefert.

In der Schaltung werden die Synchronisierungsimpulse, die vom Amplitudensieb kommen, einer Phasenvergleichsschaltung mit den Dioden D1 und D2 zugeführt. Der Transistor T2 arbeitet als Sinusoszillator für die Zeilenfrequenz. Sein Basisstrom wird über die Gleichspannungsverstärker- und Entkopplungsstufe mit dem Transistor T1 von einer Nachstimmspannung aus der Phasenvergleichsstufe gesteuert. Die Referenzspannung wird direkt am Schwingkreis des Sinusoszillators abgegriffen und über ein RC-Glied zur Vergleichsstufe geführt.

Ein Teil der Spannung wird am kapazitiven Zweig des Schwingkreises über einen 68-nF-Kondensator ausgekoppelt und der Treiberstufe mit dem Transistor T3 zugeführt. Die verstärkte und bereits impulsartig geformte Spannung, nun mit einer Amplitude von 40 V, steuert den Hochleistungsschalttransistor AU 110 an. Dadurch werden Zeilenimpulse mit einer Amplitude von 95 V zur Steuerung der Horizontalablenkspulen an der Primärwicklung des Zeilenübertragers erzeugt. Die Diode D4 entspricht der Boosterdiode in der Röhrentechnik und gewinnt während des Zeilenrücklaufs Energie zurück.

Die Rücklaufimpulse von 95 V dienen auch dazu, eine Betriebsgleichspannung von +92 V für den Vertikalablenkteil mithilfe der Gleichrichterdiode D3 zu erzeugen. Auf der Sekundärseite liefert die Hochspannungswicklung über den Selengleichrichter D5 eine Anodenspannung von 12 kV für die Bildröhre. Weitere Wicklungen liefern +280 V Gleichspannung für das Gitter 2 der Bildröhre sowie Impulse für die Rücklaufaustastung. Die Zeilenfrequenz und damit der Zeilenfang werden mit der Oszillatorspule des Transistors T2 abgeglichen, und die Zeilenlinearität wird mit der Spule ZL eingestellt.

 

11.31 Blockschaltung eines mit Transistoren bestückten Zeilenablenkteils mit Niederspannungsnetzteil.

 

Die Schaltung in Bild 11.31 zeigt eine Zeilenablenkstufe mit einem Niedervolt-Netzteil für transistorbestückte netzbetriebene Fernsehempfänger. In solchen Empfängern liegt der günstigste Wert für die Betriebsspannung der meisten Stufen bei etwa 24-32 V. Um diese Spannung bereitzustellen, wird ein Netzteil mit Transformator und Gleichrichter sowie eine Stabilisierungsstufe benötigt, die eine konstante Spannung von etwa 30 V liefert. Diese Stabilisierungsstufe ist wichtig, um die Stabilität der Bildbreite und Bildhöhe während Impulsbelastungen, großen Strahlstromunterschieden und Netzspannungsschwankungen zu gewährleisten. Die konstante 30-V-Spannung versorgt auch den Zeilenablenkteil.

Der erforderliche Netztransformator in dieser Schaltungsauslegung muss eine hohe Leistung liefern, was ihn teuer macht. Außerdem kann er 50-Hz-Brummstörungen in die Schaltung einstreuen. Daher versucht man, so weit wie möglich auf Netztransformatoren zu verzichten und die Betriebsgleichspannungen direkt aus dem Lichtnetz über Einweggleichrichter zu erzeugen.

 

11.32 Blockschaltung eines Zeilenablenkteils mit Pumpstufe.

 

Die Schaltung in Bild 11.32 zeigt ein Zeilenablenkteil mit einer Pumpstufe, entwickelt von der Firma Siemens, um Schaltungen ohne Netztransformator zu realisieren. In dieser Lösung wird die Zeilen-Endstufe zur Niederspannungsversorgung der anderen Empfängerstufen verwendet. Das Netzteil arbeitet mit einem Einweggleichrichter, der eine Gleichspannung von etwa 250 V liefert. Diese Spannung wird direkt für die ersten drei Stufen des Zeilenablenkteils verwendet, die mit geeigneten Transistoren mit hoher Sperrspannung arbeiten. Die dritte Stufe wird als Pumpstufe bezeichnet.

Der Transistor in der Zeilen-Endstufe kann jedoch nicht mit 250 V betrieben werden, da er die viel höhere Rücklaufspannung, die in der Endstufe auftritt, nicht vertragen würde. Die Pumpstufe erzeugt daher eine Betriebsspannung von 30 V für die Endstufe. Die Pumpstufe wird mit Zeilenimpulsen gesteuert und ist so in die Schaltung integriert, dass sie die erforderliche Steuerleistung für die Endstufe bereitstellt, die Bildhöhe und Bildbreite stabilisiert und gleichzeitig die Betriebsspannung von 30 V für die anderen Stufen liefert.

 

11.33 Zeilenendstufe mit Pumptransistor T2

 

Die Pumpstufe in Bild 11.33 arbeitet nach dem Prinzip eines geschalteten Spannungsreglers. Der Transistor T2 dient als Pumptransistor und wird durch die Wicklung w3 eines Eingangsübertragers gesteuert. Seine Aufgabe besteht darin, die Netzgleichspannung von 250 V auf eine Betriebsspannung von 30 V herunterzusetzen, ohne dass der überschüssige Spannungsanteil in Form von Wärme verloren geht. Durch eine Regelspannung Uji kann der Pumptransistor T2 so gesteuert werden, dass Netzspannungsschwankungen und Belastungsschwankungen ausgeglichen werden.

Während der Sperrphase des Pumptransistors T2 wird zusätzliche Energie aus den Rückschlagimpulsen, die in der Primärwicklung des Zeilenausgangsübertragers entstehen, gewonnen. Diese Energie wird dem Ladekondensator CL zugeführt und erzeugt eine konstante Spannung, die sowohl vom Pumptransistor T2 als auch von den Rückschlagimpulsen geliefert wird. Diese konstante Spannung ist hoch belastbar und kann somit alle anderen Stufen des Empfängers versorgen.

Für diese Schaltung wurden spezielle Transistoren entwickelt, nämlich der BU110 für die Endstufe und der BU111 für die Pumpstufe. In einigen Anordnungen kann die Steuerspannung für den Pumptransistor auch aus dem Zeilenausgangsübertrager bezogen werden, indem sie der Wicklung w3 entnommen wird. In diesem Fall muss jedoch eine spezielle Anordnung dafür sorgen, dass die Stufe auch beim Einschalten anschwingt. Die Steuerspannung für den Transistor T1 kann dann über RC-Glieder von der Treiberstufe bezogen werden.

 

11.34 Prinzip einer Thyristor-Endstufe

 

Die Schaltung in Bild 11.34 zeigt eine Thyristor-Endstufe, bei der Thyristoren als Zeilenstromschalter in der Endstufe eingesetzt werden. Der spezielle abschaltbare Thyristor BT103 von SEL wird verwendet. Er wird leitend, wenn ein positiver Steuerimpuls an der Steuerelektrode angelegt wird, und sperrt, wenn ein negativer Impuls angelegt wird. Im Gegensatz zu den in der Starkstromtechnik üblichen Thyristoren muss der Laststrom nicht unterbrochen werden, um den Thyristor abzuschalten.

Der Transistor BD106 wird mit einer Rechteckspannung aus dem Zeilenoszillator gesteuert. Die Zündelektrode des Thyristors liegt an einer positiven Gleichspannung. Wenn der Transistor aufgetastet wird, fließt ein positiver Steuerstrom über den 27-Ohm-Widerstand und die Zündstrecke des Thyristors, und weiter durch die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors. Dadurch schaltet der Thyristor durch und ermöglicht den ansteigenden Strom durch den Zeilenausgangsübertrager.

Wenn der Transistor sperrt, wird auch der Strom durch den Thyristor unterbrochen und der Zeilenablenkstrom ausgeschaltet. Der Treibertransistor benötigt nur einen Typ mit niedriger Spannungsfestigkeit. Die hohe Rücklaufspannung liegt ausschließlich am gesperrten Thyristor, da die Schaltung so ausgelegt ist, dass der Transistor während der Rückschlagimpulse relativ niederohmig bleibt und keine hohe Teilspannung daran auftritt.

 

11.35 Zeilenablenkteil mit der integrierten Schaltung TBA 95.

 

Die Schaltung in Bild 11.35 zeigt ein Zeilenablenkteil mit integrierter Schaltung. Die Vorstufe vom Amplitudensieb über die Phasenvergleichsschaltung bis zum Zeilenoszillator wird durch den integrierten Schaltungsbaustein TBA 950 realisiert. Dieser Baustein ist speziell zum Steuern von Transistor- und Thyristorendstufen entwickelt worden.

Der TBA 950 erhält das BAS-Signal über Klemme 5. Der integrierte Baustein verfügt über eine Abtrennstufe, die über Anschluss 7 Synchronimpulse für den Bildoszillator liefert. Die kurzschlussfeste Ausgangsstufe gibt über Anschluss 2 synchronisierte Zeilenimpulse zur Steuerung des externen Treibertransistors aus. Dieser Treibertransistor wird benötigt, da insbesondere bei Niedervolt-Endstufen der Transistor große Basissteuerströme erfordert.

Der Baustein erzeugt definierte zeilenfrequente Steuerimpulse bei Versorgungsspannungen von 4,5 V bis 9,5 V. Eine Schutzschaltung sorgt dafür, dass die Impulse schlagartig ausbleiben, wenn die Versorgungsspannung unter 4 V fällt. Dadurch wird verhindert, dass verzerrte Bilder durch undefinierte Zeilenimpulse entstehen und das Bild wegbleibt.

 

Vom Ablenkteil zur Bildröhre

 

11.41 Röhrenbestückte Zeilenendstufe mit unterschiedlichen Ausgangsspannungen.

 

Die Zeilen-Endstufe erfüllt verschiedene Funktionen im Fernsehempfänger und liefert mehrere Spannungen für unterschiedliche Zwecke. In Bild 11.41 werden die sechs verschiedenen Spannungen, die aus der Zeilen-Endstufe entnommen werden können, von oben nach unten betrachtet:

1. Rückschlagimpulse für die getastete Regelung: Aus einer Wicklung des Zeilentransformators werden negativ gerichtete Rückschlagimpulse von 50 VBS (Volt-Bildschirm) entnommen. Diese Impulse dienen zur getasteten Regelung, wie in Bild 8.44 und 8.45 dargestellt.

2. Rückschlagimpulse für die Dunkeltastung: Höheramplitudige Rückschlagimpulse von 450 V88 (Volt-88%) werden während des Zeilenrücklaufs verwendet, um den Elektronenstrahl innerhalb der Bildröhre während der Dunkeltastung zu steuern.

3. Vergleichsimpulse für die Phasenvergleichsstufe: Die Rückschlagimpulse dienen auch als Vergleichsimpulse für die Phasenvergleichsstufe, wie in Bild 10.35 bis 10.37 dargestellt.

4. Sägezahnstrom für die Ablenkspulen: Während des Zeilenhinlaufs liefert die Zeilen-Endstufe den Sägezahnstrom für die Ablenkspulen. An den Enden der Ablenkspulen können entgegengesetzt gerichtete Zeilenrückschlagimpulse von jeweils 450 VS8 (Volt-Spitze-Spitze) entnommen werden.

5. Anodenspannung für die Bildröhre: Während des Zeilenrücklaufs wird über die Hochspannungswicklung der Zeilen-Endstufe eine Anodenspannung von 18 kV für die Bildröhre erzeugt.

6. Boosterschaltung und Schirmgitterspannung: Die Boosterschaltung erzeugt eine Spannung von 920 V, die über einen Vorwiderstand auf 640 V herabgesetzt wird. Diese Spannung dient dann als Schirmgitterspannung am Gitter 2 der Bildröhre.

Diese verschiedenen Spannungen können auch von Zeilen-Endstufen mit Transistoren oder Thyristoren erzeugt werden.

 

11.42 KKombination der Zeilen- und Bildsynchronisierimpulse zur Rücklauf-Faustastung.

 

Die kombinierte Austast-Impulsreihe für die Horizontal- und Vertikal-Rücklaufaustastung wird benötigt, um den Elektronenstrahl während dieser Rücklaufphasen in der Bildröhre zu dunkeltasten. Dies geschieht durch das Anlegen negativer Austastimpulse an den Wehnelt-Zylinder. Um diese Impulse zu erzeugen, werden die Rücklaufimpulse für Zeile und Bild zu einer kombinierten Impulsreihe gemischt.

In Bild 11.42 werden die negativ gerichteten Rücklaufimpulse mit einer Amplitude von 450 Vss aus Bild 11.41 über einen Vorwiderstand an die Anode einer Diode gelegt. Gleichzeitig werden aus der Vertikalablenkstufe Bildablenkimpulse mit einer Amplitude von 150 V8S zugeführt. Diese relativ breiten Impulse werden durch ein Differenzierglied, bestehend aus einem 0,22 µF Kondensator und einem 2,2 kOhm Widerstand, in Nadelimpulse umgewandelt. An der Diode werden dann diese Nadelimpulse mit den Zeilenimpulsen gemischt, um die kombinierte Austast-Impulsreihe zu erzeugen.

 

11.43 Signal- und Betriebsspannungen der Bildröhre.

 

Das Zusammenwirken der Dunkeltastung und der Betriebsspannungen der Bildröhre wird in Bild 11.43 dargestellt. Die Video-Endstufe ist mit einem Transistor hoher Sperrspannung ausgestattet. Sie liefert das Videosignal über einen 5,5-MHz-Sperrkreis an die Kathode der Bildröhre. Der Sperrkreis dient dazu, etwaige Reste des Tonsignals zurückzuhalten. Das Signal an der Kathode hat je nach Bildkontrast eine Amplitude von 15 bis 90 V, gemessen ab dem Schwarzpegel (dargestellt durch das Oszillogramm oberhalb des Bildröhrensymbols).

 

Spezielle Komponenten für die Zeilenendstufe

11.51 Zeilenausgangsübertrager und Hochspannungsgleichrichter für einen Schwarz-Weiß-Fernsehempfänger.

 

Der Zeilenausgangsübertrager in Bild 11.51 muss aufgrund der hohen Betriebsfrequenz von 15.625 Hz und der noch höheren Harmonischen sowie der Hochspannung von 16 bis 18 kV sorgfältig aufgebaut sein und über ausgezeichnete Isolationseigenschaften verfügen. In dem gezeigten Modell ist die dicht vergossene Hochspannungswicklung separat von der Niederspannungswicklung auf dem anderen Schenkel des Eisenkerns angebracht. Ein Siemens Hochspannungsgleichrichter Typ TV 18 für 18 kV ist angeschlossen. Dieser Stabgleichrichter besteht aus vielen kleinen Selen-Gleichrichterplättchen, die in einem Isolierrohr übereinander gestapelt sind. Ein Anschluss führt direkt zum Anodenanschluss der Bildröhre. Diese Selen-Hochspannungsgleichrichter ersetzen die bisher üblichen Röhrengleichrichter vom Typ DY.

 

11.52 Einfluss der Abstimmung auf die dritte Harmonische der Rücklaufspannung.

 

Die 3-H-Abstimmung steht für "Abstimmung auf die dritte Harmonische" und spielt beim Zeilentransformator eine Rolle. Der hohe Rücklaufspannungsimpuls am Zeilentransformator kann als Halbwelle einer Sinusschwingung betrachtet werden. Bei der 3-H-Abstimmung wird die Hochspannungswicklung des Zeilentransformators auf die dritte Harmonische dieser Schwingung abgestimmt. Dadurch überlagert sich eine Zusatzschwingung auf der Primärseite mit der Rücklaufspannung, wodurch die Summenkurve niedriger wird. Dies führt dazu, dass der Zeilen-Endtransistor in transistorbestückten Geräten weniger Rücklaufspannung erhält und somit weniger belastet wird.

Auf der Hochspannungsseite überlagert sich die Frequenz 3f mit entgegengesetzter Phase, wodurch die Summenspannung und damit die Hochspannung größer wird. Dieser Effekt ist in diesem Fall erwünscht. Die Versteilerung der Impulsflanken ist ebenfalls von Vorteil für die Rücklaufaustastung und die getastete Regelung.

Die 3-H-Abstimmung wird durch die Bemessung des Zeilenausgangsübertragers und des Boosterkondensators festgelegt. In der Regel muss sie nicht beim Service abgestimmt werden, aber es ist wichtig, den Begriff zu kennen. Gelegentlich wird sie auch als Obermellenabstimmung bezeichnet, obwohl die Zahlenangabe 3 H präziser ist. Es gibt auch eine 5-H-Abstimmung (Abstimmung auf die fünfte Harmonische) in Fernsehempfängern.

 

11.53 Linearitätseinsteller im Ablenkstromkreis

 

11.54 Abhängigkeit der Permeabilität vom Strom

 

11.55 Wirkung des Linearitätseinstellers 

 

Die Zeilenlinearitäts-Einsteller (Bild 11.53 bis 11.55) dienen dazu, den Stromsägezahn in der Zeilenablenk-Endstufe S-förmig zu verzerren, damit der Elektronenstrahl in der Bildröhre an den Rändern des Bildschirms die gleichen Wegabschnitte pro Zeiteinheit zurücklegt wie in der Mitte.

In der Zeilenablenk-Endstufe wird dazu eine Induktivität mit einem kleinen verschiebbaren Permanentmagneten verwendet. Wenn ein Strom durch die Spule fließt, ändert sich die Vormagnetisierung entsprechend (Bild 11.54). In einem bestimmten Strombereich ändert sich die Induktivität sehr stark. Durch die richtige Bemessung in Verbindung mit den Induktivitäten der Ablenkspulen und dem Ablenkstrom werden die scharfen Spitzen des Sägezahns (Bild 11.55) S-förmig abgeflacht. Die Krümmung dieser S-Form kann durch das Verschieben des Magneten eingestellt werden.

Früher mussten die Linearitätseinsteller oft manuell abgeglichen werden. Wenn man die Wirkung bei einem älteren Gerät ausprobieren möchte, kann man Gittermuster vom Prüfgenerator auf die Bildröhre geben und die kleine Spindel am Einsteller betätigen. Dadurch verändert sich der Abstand der Gitterlinien am rechten und linken Rand des Bildes. In den letzten Jahren wurden die Ablenkeinheiten jedoch so verbessert und präzise gefertigt, dass die Linearitätseinsteller in der Regel fest abgeglichen bleiben können.

 

12. Stromversorgung

In einem Fernsehempfänger werden je nach Schaltung bis zu 15 Röhren oder bis zu 50 Transistoren verwendet, die mit Betriebsströmen versorgt werden müssen. Wenn man Röhren mit gleicher Heizspannung verwendet und die Heizfäden parallel schaltet, würde der Netztransformator allein dafür bis zu 60 W Heizleistung übertragen müssen. Zusätzlich wird eine ähnliche Leistung für die Gleichspannungsversorgung benötigt. Ein solcher Transformator mit einer Leistung von mindestens 120 W wäre ziemlich teuer. Außerdem kann das Streufeld eines solchen Netztransformators unangenehme Störungen im Fernsehempfänger verursachen. 50 Hz Streuspannungen können die Kippgeräte aus dem Takt bringen, wenn die Frequenz des Lichtnetzes nicht genau mit der Bildkippfrequenz übereinstimmt. Wenn die Netzstörspannung in den Bild-Nf-Teil gelangt, können helle oder dunkle waagerechte Streifen im Bild entstehen. Dies wird als "Netzbrumm" bezeichnet, obwohl es sich hierbei nicht um eine akustische, sondern um eine optische Erscheinung handelt.

Um Störungen durch das Streufeld zu vermeiden, werden in der Regel die Röhrenheizfäden in Reihe an 220 V Netzspannung angeschlossen. Der Heizkreis wird für 0,3 A Heizstrom ausgelegt, und alle Typen der P-Röhrenserie sind für diesen Strom vorgesehen. Die Betriebsgleichspannungen werden meistens direkt über Einweggleichrichter aus dem Lichtnetz entnommen. Bei dieser Schaltungstechnik ist die Bezugsleitung im Gerät (Masseleitung) und das Metallchassis mit einem Pol des Lichtnetzes verbunden. Bei der Fehlersuche muss unbedingt ein Trenntransformator zwischen Netz und Empfänger geschaltet werden, um das Chassis ungefährdet berühren zu können.

Der Heizkreis wird durch Drosseln und Kondensatoren gegen das Ausstrahlen von Störschwingungen abgesichert. Manchmal werden zwei verschiedene Gleichrichterkreise verwendet, da dadurch die einzelnen Stufen besser entkoppelt werden können. Dies ist besonders sinnvoll bei Empfängern, die mit Röhren und Transistoren bestückt sind. Mit einem Hochvoltgleichrichter werden die Anodengleichspannungen von rund 250 V erzeugt, und mit einem Niedervoltnetzteil werden Versorgungsspannungen von rund 30 V für die Transistoren erzeugt. Um einen stabilen Bildstand zu erreichen, müssen insbesondere bei Farbfernsehempfängern die Betriebsspannungen elektronisch stabilisiert werden. Dies gilt auch für die Abstimmspannung von Kapazitätsdioden.

Die Hochspannung für die Bildröhre wird immer aus der Endstufe des Zeilenablenkteils gewonnen. Die früher üblichen Hochspannungsgleichrichter wurden weitgehend durch Selen-Hochspannungsgleichrichter und Spannungsmultiplikatoren ersetzt.

 

Heizstromversorgung

Wenn ein Empfänger nur mit wenigen Röhren bestückt ist, gibt es zwei Möglichkeiten, die Heizleistung zu reduzieren. Entweder verwendet man einen Kondensator oder eine Gleichrichterdiode als Vorwiderstand. Bei einem Kondensator als Vorwiderstand wird die Stromersparnis dadurch erzielt, dass er einen Blindstromanteil verursacht, der die Wirkleistung reduziert. Abhängig von der Gesamt-Heizspannung der in Reihe geschalteten Röhren werden Kapazitätswerte von 5 bis 7 μF für den Vorschaltkondensator verwendet.

 

12.01 Heizstromkreis mit Vormiderstand

 

12.02 Heizkreis mit Vorschaltkondensator

 

Für einfachere Berechnungen wird oft eine Kapazität von 5 μF angenommen, und ein zusätzlicher ohmscher Widerstand R wird hinzugefügt, um den restlichen Spannungsabfall aufzunehmen (siehe Bild 12.02). Ein Vorschaltkondensator reduziert auch den Einschaltstromstoß des Heizkreises auf ungefährliche Werte. Der Kondensator muss für den Dauerbetrieb an 220 V Wechselspannung ausgelegt sein.

 

12.03 Halbwellenheizung durch Verwendung einer Gleichrichterdiode.

 

Eine Diode als Vorwiderstand (siehe Bild 12.03) lässt nur eine Halbwelle des Netzwechselstroms passieren. Dies wird als Halbwellenheizung bezeichnet. Der Vorwiderstand R wird so dimensioniert, dass die Heizleistung mit den Kennwerten der Röhre übereinstimmt. Dadurch wird der Stromverbrauch des Geräts um etwa 20 W reduziert. Ein weiterer Vorteil besteht darin, dass man von dem Vorwiderstand R, der mit dem Massenanschluss verbunden ist, eine Gleichspannung von 15...30 V zur Versorgung von Transistoren abnehmen kann, da der Strom im Heizkreis bereits gleichgerichtet ist. Dadurch wird die Niedervoltversorgung auf einfache Weise realisiert. Es ist jedoch darauf zu achten, dass der Strombedarf für die Niedervoltversorgung nicht größer ist als der Effektivwert des Halbwellenstroms im Heizkreis.

Aufgrund der Phasenverschiebung im Kondensatorstromkreis und des Halbwellenstroms bei der Diode kann der Heizstrom in solchen Fällen nicht mit herkömmlichen Messinstrumenten ermittelt werden.

 

12.04 Heizstromkreis mit NTC-Widerstand und Entmagnetisierungsschaltung für einen Farbfernsehempfänger (Philips).

 

Der Serienheizkreis mit Vorwiderstand ist in Geräten mit einer großen Anzahl von Röhren sinnvoll, da in solchen Fällen keine signifikante Leistungseinsparung mehr möglich ist. In diesem Schaltbild eines Farbfernsehempfängers sind die Zuleitungen zu den Heizfäden der Horizontalendstufe sorgfältig mit Drosseln und Kondensatoren gefiltert. Dadurch werden die Röhren voneinander entkoppelt, und es können keine störenden Zeilenimpulsspannungen in den Rest der Schaltung oder in das Stromnetz eindringen.

Am Eingang des Heizkreises befindet sich auch eine Hilfsschaltung, die für Farbfernsehempfänger erforderlich ist, um das Entmagnetisieren des Lochmaskenbildschirms in der Farbbildröhre zu ermöglichen. Die im Schaltbild unten dargestellte Spule ist um den Rand der Farbbildröhre angeordnet. Beim Einschalten des Empfängers wird der Spule zunächst über die Reihenschaltung aus einem VDR-Widerstand und den beiden PTC-Widerständen eine kräftige Wechselstromzufuhr ermöglicht. Dieser Wechselstrom nimmt dann allmählich ab, da sich die PTC-Widerstände erhitzen und ihren Widerstand erhöhen. Diese abnehmende Wechselspannung in der Spule entmagnetisiert bei jedem Einschalten automatisch die Lochmaske aus Stahl in der Farbbildröhre. Etwaige störende Magnetfelder, die den Elektronenstrahl ablenken und die Farbwiedergabe verfälschen könnten, werden dadurch bei jedem Einschalten automatisch beseitigt.

 

12.05 Heizkreis mit Vorschaltkondensator und Niederspannungsgleichrichter zur Versorgung der Betriebsströme von Transistoren.

 

In dieser Schaltung eines Telefunken-Empfängers werden nur vier Röhren geheizt. Ein Vorschaltkondensator mit einem Wert von 5 µF wird verwendet. Ein VDR-Widerstand, der parallel zu den Heizfäden geschaltet ist, schützt diese vor Überspannungen. Eine schnellauslösende Sicherung schaltet den Heizkreis ab, falls der Kondensator einen Durchschlag erleiden sollte. Der Widerstand R1 begrenzt den Einschaltstrom, während der hochohmige Widerstand R2 (470 kΩ) nach dem Ausschalten eventuell vorhandene Restladungen des Kondensators ableitet.

Der Heizkreis wird zwischen den Punkten A und B durch zwei antiparallele Niedervolt-Gleichrichterkreise geschlossen. Diese wirken für den gesamten Heizkreis wie ein realer Widerstand, nutzen jedoch den Heizstrom, um Gleichspannungen von +24 V und -27 V für die Stromversorgung der Transistoren im Empfangsteil und des NF-Verstärkers zu erzeugen.

 

12.06 Halbroellenheizung für sechs Röhren

 

In dieser Schaltung werden insgesamt sechs Heizfäden in Serie über eine Silizium-Leistungsdiode BY 133 geheizt. Die Bildröhre ist wie üblich dem Masseanschluss am nächsten platziert, um Brummen im Bild zu vermeiden. Kondensatoren mit den Werten 0,33 µF und 47 nF blockieren den Heizkreis gegen Masse. Die Diode wird mit einem 1,5 nF Kondensator überbrückt, um Störschwingungen zu unterdrücken, die ansonsten durch den 50-Hz-Halbwellenstrom moduliert werden könnten.

Diese Schaltung, die in einem Schwarzweißempfänger von Schaub-Lorenz aus dem Jahr 1971 verwendet wird, arbeitet nur mit einem Hochvolt-Netzteil. Die Transistoren werden über einen Niedervolt-Gleichrichter aus dem Zeilenausgangsübertrager mit Strom versorgt.

 

12.07 Parallelheizung mit einem Netztransformator.

 

In dieser Schaltung werden die drei Röhren dieses Telefunken 209 Chassis zusammen mit der Bildröhre parallel aus einem Netztransformator geheizt. Dabei wurden Röhrentypen mit einer Heizspannung von 6,3 V gewählt. Diese Anordnung spart überflüssigen Leistungsverbrauch und ermöglicht klare Masseverbindungen, wodurch störende Kopplungen von HF-Signalen und Impulsen vermieden werden können.

Der Transformator verwendet einen streufeldarmen Schnittbandkern und hat symmetrisch angeordnete Wicklungen, um das Streufeld klein zu halten. Zusätzlich liefert der Transformator über einen Brückengleichrichter die Betriebsspannung von 24 V für die Transistoren. Diese Schaltung ermöglicht eine effiziente Stromversorgung der Röhren und Transistoren und minimiert unerwünschte elektromagnetische Störungen.

 

12.08 Bildröhrenheizung über einen magnetischen Spannungskonstanthalter.

 

Bei dem Farbfernsehempfänger T1110 von Grundig wird eine spezielle Stabilisierungsschaltung für die Bildröhrenheizung verwendet, um die Kathoden der Farbbildröhre auch bei größeren Netzspannungsschwankungen zu schonen. Der Heizkreis besteht aus einem magnetischen Spannungskonstanthalter.

Der Spannungskonstanthalter ist eine Serienschaltung aus einer Kapazität, in diesem Fall 1 µF, und einem Transformator, der im Sättigungsbereich betrieben wird. Wenn die Primärspannung ansteigt, verringert sich die Induktivität der Wicklung und die Sekundärspannung bleibt stabil. Mit Hilfe eines Trimmwiderstands wird der Nennwert der Heizspannung bei einer Netzspannung von 220 V eingestellt.

Die bei Sättigungsbetrieb entstehenden Harmonischen der Netzfrequenz haben keinen störenden Einfluss auf die Stabilität der Bildröhrenheizung. Diese Stabilisierungsschaltung sorgt dafür, dass die Heizspannung für die Bildröhre auch bei Schwankungen der Netzspannung konstant bleibt, was zu einer längeren Lebensdauer der Kathoden führt.

 

12.09 Warnschaltung zum Schutz des Heizkreises vor Schäden.

 

Die Firma Metz verwendet eine Warnschaltung gegen Schäden im Heizkreis. In dieser Schaltung werden die Röhren in einer Halbwellenheizschaltung über eine Siliziumdiode D1 betrieben. Ein Punkt A in der Schaltung zeigt eine mittlere Gleichspannung von +60 V an, wobei der Spitzenwert dieser Halbwellenspannung 188 V beträgt.

Um Schäden zu vermeiden, die durch einen möglichen Kurzschluss der Diode D1 verursacht werden könnten, wird von Punkt 1 aus ein Spannungsteiler bestehend aus 200 kΩ und 1 kΩ gegen Erde gelegt. Dadurch wird die Halbwellenspannung am Punkt A auf etwa +0,3 V am Punkt B heruntergeteilt. Eine zweite Diode D2 ist von diesem Punkt B zum Eingang des NF-Verstärkers geschaltet. Diese Diode D2 ist in Sperrichtung gegenüber dem Potential von +0,3 V gepolt, so dass kein Strom fließt und der NF-Verstärker normal arbeitet.

Wenn die Diode D1 durchschlägt, liegt die volle sinusförmige Netzspannung am Punkt A an. Infolgedessen treten auch negative Halbwellen am Punkt B auf. Während dieser Halbwellen leitet Diode D2 und ein unangenehmer Brummton wird über den Lautsprecher erzeugt. Dadurch wird der Besitzer des Geräts dazu gezwungen, den Fehler zu beheben, bevor größerer Schaden entsteht.

 

Netzgleichrichter

 

12.11 Stromversorgungsteil mit Niederspannungsspeisung für die Transistoren (U5) aus dem Heizkreis.

 

Die Schaltung in Bild 12.11 zeigt die Gleichspannungsversorgung bei gemischter Bestückung. Der Einweggleichrichter Gl1 erzeugt die Spannungen U1 bis U4, die durch Widerstände und große Kapazitäten gesiebt werden. Die rechte Tabellenspalte zeigt die entsprechenden Brummspannungen, die recht niedrig sind.

Im Heizkreis wird der Gleichrichter Gl2 als Vorwiderstand verwendet, ähnlich dem Prinzip in Bild 12.03. Dadurch wird die Leistungsaufnahme des Geräts um etwa 20 W reduziert, da die Wärmeentwicklung in einem ohmschen Vorwiderstand vermieden wird.

Die Spannung U5 für die Transistoren im Gerät wird an dem masseseitigen Serienwiderstand R abgegriffen und durch Siebung gewonnen, da der Strom im Heizkreis bereits gleichgerichtet ist. Dadurch kann ein zusätzlicher Gleichrichter für die Transistor-Stromversorgung eingespart werden. Die Spannung U5 wird außerdem durch eine Z-Diode stabilisiert. Transistoren mit geringem Strombedarf können auch über große Vorwiderstände mit Strom aus dem Hochvolt-Gleichrichter Gl1 versorgt werden.

 

12.12 Niederspannungsnetzteil mit Spannungsstabilisierung.

 

Die Schaltung in Bild 12.12 zeigt ein stabilisiertes Niedervoltnetzteil, das in Fernsehempfängern verwendet wird, insbesondere bei Diodenabstimmung und Farbfernsehempfängern, um stabile Versorgungsspannungen zu gewährleisten.

Die Stabilisierung erfolgt durch einen Transistor, der als steuerbarer Vorwiderstand in der Gleichstromversorgungsleitung fungiert. Der Transistor T1 wird durch den Transistor T2 gesteuert, dessen Emitter-Basisspannung aus der konstanten Spannung der Z-Diode und der entgegengesetzt gerichteten Spannung Uß besteht, die am Abgriff des Trimmpotentiometers P abgegriffen wird. Wenn die Netzspannung steigt, steigt auch die Teilspannung am Widerstand Rp. Diese Teilspannung steuert den Transistor T2 im Basiskreis des Transistors T1, so dass der Widerstand in der Emitter-Kollektorstrecke von T1 größer wird und die Ausgangsspannung konstant gehalten wird.

Wenn die Ausgangsspannung aufgrund einer stärkeren Belastung absinken möchte, sinkt auch die Spannung Uß proportional. Dies führt dazu, dass der Transistor T2 und somit auch T1 angesteuert werden, um einen höheren Strom zu liefern und die Belastung auszugleichen.  Die Regelung stabilisiert die Versorgungs- und Lastschwankungen. Die Z-Diodenspannung dient als Vergleichswert. Mit dem Potentiometer P kann die gewünschte Ausgangsspannung eingestellt werden. Diese Schaltung kann auch Brummspannungen herausregeln, wodurch eine sehr niedrige Brummspannung von 0,025 V erreicht wird.

 

12.13 Niederspannungsnetzteil mit Stromstabilisierung.

 

Die Schaltung in Bild 12.13 zeigt ein Netzteil mit Parallelstabilisierung. Hier liegt der Regeltransistor AD 152 parallel zum Ausgang des Netzteils. Der Transistor wird im Basiskreis von den Teilspannungen an den Widerständen Ri und Rq gesteuert.

Die Spannung an Ri hängt von der Eingangsspannung ab, während die Spannung an Rq etwa proportional zum Laststrom ist. Wenn sich diese Werte ändern, wird der Transistor so gesteuert, dass er bei Überspannung einen größeren Querstrom zieht und somit die Ausgangsspannung konstant hält. Bei starker Belastung erhöht sich sein Widerstandswert, der Querstrom und damit die Gesamtbelastung verringern sich, so dass auch die Ausgangsspannung konstant bleibt.

Zusätzlich wird bei dieser Schaltung eine nicht stabilisierte Spannung von 28 V vor dem Regeltransistor abgenommen. Das Prinzip der ausgleichenden Belastung wird auch bei der Hochspannungsstabilisierung von Farbfernsehempfängern angewendet, wobei eine Leistungsröhre (Ballast-Triode, z.B. PD 500) verwendet wird.

 

12.14 Netzteil mit einem Thyristor im Stabilisierungskreis

 

Die Schaltung in Bild 12.14 zeigt ein Thyristor-Netzteil, das ähnliche Prinzipien wie die Schaltung in Bild 12.12 verwendet. Anstelle eines Leistungstransistors wird hier ein Thyristor im Stromkreis verwendet. Der Thyristor wird durch einen Transistor gesteuert, um Netz- und Versorgungsschwankungen auszugleichen. Gleichzeitig dient der Thyristor als Einweggleichrichter für die Netzspannung und erzeugt eine Betriebsspannung von Ub = 150 V für die Horizontal-Ablenkstufe.

Das Netzteil arbeitet nach dem Phasenanschnittverfahren. Der Spannungsverlauf am Kondensator C3 ist dabei maßgebend. Er wird von der Gleichrichterdiode D2 mit positiven Halbwellen aus dem Netz gespeist. Wenn die Spannung an C3 innerhalb einer Halbwelle den Wert der Emitterspannung des Transistors unterschreitet, sperrt der Transistor schlagartig und der Thyristor wird von der positiven Halbwelle über die Diode D1 gezündet. Sinkt die Netzspannung, wird der Thyristor innerhalb der Halbwelle früher eingeschaltet und liefert wieder die gleiche Leistung.

Um Lastschwankungen auszugleichen, wird ein Teil der Ausgangsspannung über die Widerstandskette Ru – Rio – R13 ebenfalls auf die Basis des Steuertransistors gegeben. Diese Steuerspannung addiert sich zur Halbwellenspannung aus dem Netz, sodass der Transistor bei zu geringem Wert früher innerhalb jeder Halbwelle gezündet wird und somit die fehlende Leistung nachliefert. Ähnliche Schaltungen werden bei Farbfernsehempfängern sogar mit 15.625-Hz-Impulsen aus dem Zeilenablenkteil gesteuert, um die stark schwankenden Lastströme während der Bildwiedergabe auszugleichen.

 

12.15 

Netzteil mit Bereitschaftsschalter (Körting). 

Die Schaltung in Bild 12.15 zeigt ein Netzteil mit einem Bereitschaftsschalter, der bei Geräten verwendet wird, die vollständig mit Transistoren bestückt sind. In der Stellung "Bereitschaft" werden die Röhren ständig vorgeheizt, während bei Übergang auf "Betrieb" Bild und Ton sofort verfügbar sind.

Die Anordnung wird in Geräten der Firma Körting eingesetzt. In der Stellung "Bereitschaft" wird der Netzteil mit dem Brückengleichrichter eingeschaltet. Die Signalampel leuchtet auf und der Heizfaden der Bildröhre wird über den Widerstand R1 mit Gleichstrom aus dem Brückengleichrichter vorgeheizt. Die Diode sperrt, da ihr Pluspol angeschlossen ist, und die Leitung zum Netzteil ist stromlos.

Der folgende Teil des Netzteil mit dem Serienstabilisator AD 129 ist vorerst durch einen Kontakt des Betriebsschalters unterbrochen, und die Transistoren bleiben ebenfalls stromlos. Wenn der Betriebsschalter geschlossen wird, erhalten die Transistoren über die Stabilisationsstufe Strom, und die Diode D schaltet die stabilisierte Betriebsgleichspannung von 11 V zum Heizfaden der Bildröhre durch. Das Gerät ist dann sofort betriebsbereit.

Durch das Einlegen des Bereitschaftsschalters kann das Gerät kontinuierlich vorgeheizt werden, während der Hauptnetzschalter (Betrieb) verwendet wird, um Ton und Bild sofort verfügbar zu machen. Die Bereitschaftsstellung verbraucht wesentlich weniger Strom und kann beispielsweise abends durchlaufen gelassen werden. Bei uninteressanten Sendungen kann auf die Bereitschaftsstellung zurückgeschaltet werden, und jederzeit kann sofort wieder zum Programm übergegangen werden. Das Signallämpchen erinnert daran, beide Schalter zur Nacht auszuschalten.

 

13. Schaltumgsuntersuchung

Um die Gesamtschaltung eines Fernsehempfängers besser zu verstehen, können wir uns auf drei wichtige Komponenten konzentrieren: den Antenneneingang, die Bildröhre und den Lautsprecher. Hier sind einige Richtlinien, um die Schaltung aufzuteilen und einen besseren Überblick zu erhalten:

1. Eingangsteil:
Zwischen dem Antenneneingang und der Kathode bzw. dem Steuergitter der Bildröhre befindet sich der eigentliche Empfangsteil. Dies umfasst eine Überlagerungsempfängerschaltung, die aus einer Hf-Vorstufe, einem Oszillator, einer Mischstufe, einem Zf-Verstärker, einem Signalgleichrichter und einer Endstufe besteht.

2. Bild-Zf-Verstärker:
Nach dem Zf-Kreis der Mischstufe folgt der Bild-Zf-Verstärker. Dieser ist durch den gleichförmigen Aufbau von zwei bis vier Verstärkerstufen mit fest abgeglichenen Schwingkreisen erkennbar. Am Ende des Zf-Kreises befindet sich der Bildsignal- oder Videogleichrichter, normalerweise eine Germaniumdiode.

3. Videoteil:
Die Video-Spannung des Videogleichrichters wird entweder einer Vorstufe oder in den meisten Fällen direkt der Video-Endstufe zugeführt. Die Leitung vom Ausgang der Video-Endstufe führt zur Kathode oder zum Gitter 1 der Bildröhre. Hier liegt der Weg des Fernsehsignals fest.

Bei der Fehlersuche kann man diese Stufen mit einem Oszilloskop untersuchen und das charakteristische Bild der sich ständig ändernden Zeilenmodulation beobachten.

Bitte beachten Sie, dass die beschriebene Aufteilung eine allgemeine Richtlinie ist und je nach Fernsehempfängermodell variieren kann.

Der Tonteil eines Fernsehempfängers kann am besten vom Lautsprecher aus rückwärts verfolgt werden. Von hinten nach vorne finden sich folgende Komponenten: Endstufe, Nf-Vorstufe, FM-Demodulator (Ratiodetektor, Diskriminator) und ein oder zwei Ton-Zf-Stufen, die außerhalb des bereits betrachteten Bild-Zf-Kanals liegen.

Die Fehlersuche im Tonteil ähnelt der eines normalen UKW-Radios. Ein Signalverfolger kann hierbei besonders nützlich sein.

Einige Unternehmen wie Burosch sind spezialisiert auf die Bereitstellung von hochwertigen Komponenten und Schaltungslösungen für die Fernsehtechnologie. Im Zusammenhang mit dem Thema Amplitudensieb, Zeilenablenkteil und Bildkippteil bieten sie umfassende Expertise und unterstützen bei der Analyse und Optimierung von Schaltbildern.

Das Amplitudensieb, das als Verstärkeranordnung für die Synchronisierimpulse dient, wird oft mit zwei Verstärkerelementen realisiert, die zu einer Doppelröhre wie der PCH 200 oder PCL 84 kombiniert werden. Das zweite System begrenzt die andere Seite der Impulse und manchmal wird eine Störaustaststufe dem Amplitudensieb hinzugefügt.

Beim Zeilenablenkteil wird der Verlauf der Schaltung rückwärts verfolgt, um die Verzweigung in Raster- und Zeilenimpulse zu finden. Der Zeilenausgangs-Übertrager, an den zwei Dioden angeschlossen sind, spielt hierbei eine wichtige Rolle und wird durch die Typenbezeichnungen der Dioden wie DY, EY oder PY gekennzeichnet.

Der Rasterablenkteil, der mit einem zweiten Übertrager im Ausgangskreis einer Leistungsstufe verbunden ist, wird ebenfalls rückwärts analysiert. Hier findet man den Rastergenerator (Sperrschwinger oder Multivibrator), der normalerweise über ein mehrteiliges RC-Glied vom Amplitudensieb aus synchronisiert wird. Zudem befindet sich in diesem Bereich die Ausgangsstufe des Amplitudensiebs, wo die Synchronisierleitungen für Raster- und Zeilenablenkteil zusammenlaufen.

Unternehmen wie Burosch bieten durch ihre Expertise und hochwertigen Industrieschaltbilder eine erleichterte Analyse und Verständnis der Fernsehempfänger-Schaltbilder. Diese Schaltbilder enthalten Hinweise auf die Wirkung der Bedienelemente, stellen Systeme von Verbundröhren getrennt dar und bieten wichtige Spannungspunkte zur Kontrolle mit einem Oszilloskop. Zudem enthalten Service-Anweisungen Funktionsbeschreibungen, um spezielle Funktionen zu erklären und bei der Fehlerbehebung zu unterstützen. Dies demonstriert nicht nur Kundendienstbereitschaft, sondern auch das Bestreben, die Geräte kontinuierlich zu verbessern. Besuchen Sie die Website von Unternehmen wie Burosch, um von ihrer umfangreichen Fachkompetenz zu profitieren und weitere Informationen zu erhalten.

 

13.01 Blockschaltung einer Standardserie von Schwarz-Weiß-Fernsehempfängern.

 

Bild 13.01 zeigt die erweiterte Blockschaltung eines Schwarzweiß-Empfängers, die als Standardchassis von Saba verwendet wird und auch für andere Schwarzweiß-Empfänger maßgebend ist. Die folgenden Abschnitte erläutern die Funktion der einzelnen Stufen und verweisen auf frühere Bilder, in denen diese Stufen detaillierter behandelt wurden.

Kombi-Tuner:
Der Kombi-Tuner ist mit drei Germaniumtransistoren bestückt und wird entweder mit einem Drehkondensator oder mit Kapazitätsdioden abgestimmt. Der Zf-Ausgang des Tuners führt zum Bild-Zf-Verstärker. Der Tuner erhält eine Regelspannung zur automatischen Verstärkungsregelung, und bei den mit Kapazitätsdioden bestückten Ausführungen gelangt zusätzlich eine Nachstimmspannung zur automatischen Scharfabstimmung zum Tuner.

Bild-Zf-Verstärker:
Der Bild-Zf-Verstärker ist mit drei Siliziumtransistoren bestückt und enthält die Kreise und Schaltungen zur Formung der Zf-Durchlaßkurve. Oftmals ist auch der Bild-Zf-Demodulator mit den Dioden für den Video- und Ton-Zf-Kanal eng damit verbunden. Die Verstärkung des Bild-Zf-Teils wird automatisch durch die getastete Regelung beeinflusst. Die Regelspannung, die aus dem BAS-Signal von den Rücklaufimpulsen des Horizontal-Ablenkteils abgeleitet wird, ist proportional zum Schwarzpegel der Empfangsspannung.

Tonfrequenzteil:
Das Tonfrequenzteil besteht aus einem zweistufigen Ton-Zf-Verstärker, einem Demodulator (hier ein Ratiodetektor), einer Transistor-Nf-Vorstufe und der Endröhre PL 95. Neuere Geräte sind möglicherweise mit integrierten Schaltungen und Transistor-Endstufen ausgestattet.

Videoverstärker:
Das Videosignal wird verstärkt und über die Endstufe an die Kathode der Bildröhre geleitet. An der Endstufe befinden sich Kontrast- und Helligkeitseinsteller. Das BAS-Signal für die getastete Regelung und das Amplitudensieb wird von der Vorstufe abgegriffen.

Amplitudensieb:
Das Amplitudensieb, bestückt mit zwei Transistoren, extrahiert aus dem BAS-Signal gleich hohe Synchronimpulsreihen zur Steuerung des Vertikaloszillators und der Phasenvergleichsstufe. Durch Differenzier- und Integrierglieder werden Zeilen- und Bildsynchronimpulse voneinander getrennt. Hier kann man unterschiedlicher Meinung sein, ob diese Impulsformerstufen noch zum Amplitudensieb gehören oder bereits zum Vertikal- bzw. Horizontal-Ablenkteil.

Bildablenkteil (Vertikalablenkung):
In den meisten Fällen wird ein direkt synchronisierter Leistungsmultivibrator als Vertikaloszillator verwendet. Die Endstufe ist auf die Treiberstufe rückgekoppelt, was zu einem schwingfähigen System führt. Die sägezahnförmige Steuerspannung für die Ströme in den Bildablenkspulen wird durch eine RC-Aufladeschaltung am Eingang der Vertikal-Endstufe erzeugt.

Horizontalablenkung (Zeilenablenkteil):
Die Phasenvergleichsstufe erhält exakte Synchronimpulse als Sollwert vom Sender sowie zurückgeführte Vergleichsimpulse als Istwert aus der Horizontal-Endstufe. Daraus wird eine Regelspannung für den Horizontaloszillator gebildet. In den meisten Fällen wird dafür ein Sinusoszillator verwendet. Der Sägezahnstrom in den Ablenkspulen des Horizontal-Ablenkteils wird durch eine impulsförmige Schaltspannung am Eingang der Endstufe erzeugt. Die Horizontal-Endstufe liefert auch die Rückschlagimpulse für die getastete Regelung, die Vergleichsimpulse für die Phasensynchronisierung und die Horizontal-Austastimpulse für die Bildröhre.

Hochspannungsgleichrichter:
Am Zeilenausgangsübertrager werden mithilfe der Boosterdiode und eines Hochspannungsgleichrichters die hohen Gleichspannungen für die Zeilen-Endstufe und die Bildröhre erzeugt.

Strahlrücklauf-Austastung:
Durch Kombination von Horizontal- und Vertikal-Rücklaufimpulsen entsteht eine Impulsreihe, die den Elektronenstrahl in der Bildröhre bei jedem Zeilen- und Bildrücklauf austastet.

Stromversorgung:
Das Netzteil liefert die Heizspannung für die Verstärkerröhre und die Bildröhre sowie die Gleichspannungen zum Betrieb der Röhren und Transistoren. Oft enthält das Netzteil einen Spannungskonstanthalter, um wichtige Spannungen zu stabilisieren, wie z. B. die Abstimmspannung für Kapazitätsdioden.

Die Blockschaltung spielt eine wichtige Rolle in der neueren Empfängertechnik, da sie dazu dient, aufgetretene Fehler schnell zu identifizieren und zu beheben.

 

13.02 Modulbausteine für einen Fernsehempfänger

 

Bild 13.02 und 13.03 Modultechnik In der industriellen Elektronik ist es üblich, die einzelnen Schaltungsstufen einer Maschinensteuerung auf Steckkarten zusammenzufassen. Diese Karten werden in ein Kartenmagazin eingeschoben und miteinander verbunden. Im Falle von Störungen kann leicht ermittelt werden, in welcher Karte der Fehler liegt, und es kann eine vorrätige Ersatzkarte eingesetzt werden.

 

13.03 Auswechseln eines Moduls

 

Bei Fernsehempfängern begann die Entwicklung zunächst mit einem großen Chassis, auf dem die Bauelemente montiert und verdrahtet wurden. Später kamen gedruckte Schaltungen zum Einsatz, bei denen viele Einzelelemente auf großen Platten montiert waren. Dadurch konnte man mit einem Stanzvorgang, einem Ätzbad, einer Bestückungsstraße und einem Lötbad die gesamte Empfangsschaltung oder die kompletten Ablenkstufen herstellen.

Jedoch stellte sich heraus, dass trotz der Vereinfachungen die Fehlersuche und Reparatur solcher Gesamtschaltungen recht aufwendig und schwierig waren. Daher griff man auf das Konzept der industriellen Elektronik zurück, bei dem die Schaltung in einzelne Stufen aufgelöst und auf austauschbaren Steckkarten angeordnet wurden.

 

13.04 Modulationsschaltrung Blockschaltbild

 

Mit einer innovativen Lösung für eine schnelle und einfache Fehlersuche trat Loewe Opta im April 1972 auf den Markt. Das Chassis des Schwarzweiß-Empfängers P 30 besteht aus zwei Leiterplatten. Als Unterstützung bei Reparaturen wurde das hier dargestellte Blockschaltbild entwickelt. Die Schaltung ist in neun übersichtliche Funktionsblöcke unterteilt, ähnlich den bisher üblichen Blockschaltungen (Bild 13.01). Jedem Block sind Messpunkte und Spannungsaufgaben zugeordnet, sodass eine klare und spezifische Fehlerdiagnose nur für den betreffenden Block möglich ist. Der Servicetechniker nutzt daher zunächst dieses Blockschaltbild in Verbindung mit einer entsprechenden Fehlersuchtabelle. Das Fernsehgerät selbst mit der Bildröhre dient als Indikator. Zusätzlich werden ein hochohmiger Spannungsmesser und ein Oszilloskop benötigt. Die Bezeichnungen der Messpunkte (in Bild 13.04 weggelassen zur Vereinfachung) sind auf dem Gesamtschaltbild und den Leiterplatten zu finden.

Dieses System spart Zeit und veranschaulicht zugleich den Funktionsablauf der Schaltung auf eindringliche Weise. Herkömmliche Blockschaltungen werden in der Regel wenig beachtet und Gesamtschaltungen sind unhandlich und unübersichtlich, insbesondere wenn ein Fehler nur in einem bestimmten Bereich vermutet wird.

Auch der Übergang zu integrierten Schaltungen erleichtert die Arbeit des Kundendienstes, wie Block 2, 3 und 4 in Bild 13.04 zeigen. Dennoch sollte betont werden, dass ein erfahrener Fernsehtechniker die Funktion aller Einzelstufen beherrschen muss.

 

14. Komponenten für Farbfernsehempfänger

 

Nachdem wir die einzelnen Stufen und die Gesamtfunktion des Schwarzweißempfängers besprochen haben, können wir uns nun den spezifischen Merkmalen des Farbfernsehempfängers zuwenden. Erinnern wir uns daran, dass das FBAS-Signal in Farbübertragungen die gleiche Struktur aufweist wie das BAS-Signal in Schwarzweißübertragungen. Lediglich auf der Schwarzschulter des Synchronisierungsimpulses wird ein kurzer Burst von Schwingungen mit der Farbträgerfrequenz von 4,43 MHz hinzugefügt, wie in Bild 1.07 dargestellt. Das Helligkeitssignal wird in das Video- oder Luminanzsignal eingefügt, ohne die Gesamtdurchlaßkurve zu verändern. Es hat sich lediglich die Bezeichnung geändert: Das frühere Schwarzweiß-Helligkeitssignal wird nun als Luminanz- oder Y-Signal bezeichnet. Der Tuner, der Bild-Zf-Verstärker und der Tonteil verarbeiten dieses FBAS-Signal genauso wie ein Schwarzweißempfänger. Es ist also kein Umdenken erforderlich. Die Unterschiede beginnen beim Y-Verstärker und sind bei der Farbbildröhre am größten. Da der Rest der Schaltung diese Farbbildröhre mit Spannungen und Strömen versorgen muss, werden wir zuerst die Röhre besprechen.

 

14.01 Aufbau der leuchtenden Punkte auf dem Bildschirm.

 

In der Malerschule der Neoimpressionisten gab es Künstler, die Farben nicht auf der Palette mischten, sondern sie in dicht nebeneinander liegenden Tupfen aus reinen Farben auf die Leinwand setzten. Diese Pünktchenmaler oder Pointillisten wussten, dass sich die Farbeindrücke im Auge vermischen und dass diese Mischung aus reinen Grundfarben lebendiger wirkt als eine auf der Palette gemischte Farbe. Eine Farbbildröhre erzeugt ebenfalls ein Pünktchenbild. Der Bildschirm besteht aus etwa 1,2 Millionen leuchtenden Punkten. Jeweils drei Punkte bilden ein Farbdreieck (Farbtripel) für die Farben Rot, Grün und Blau. Die Punkte werden durch drei Elektronenstrahlen zum Aufleuchten gebracht. Jeder Strahl trifft beim Schreiben der Zeilen stets auf Punkte derselben Farbe. Bild 14.01a ist auf der Farbtafel auf der Rückseite von Seite 48 zu finden.

In Bild 14.01b sind zwei solcher Farbtripel in zwei aufeinanderfolgenden Zeilen durch die Buchstaben R, B und G gekennzeichnet. Wenn das Signal "Rot" aktiviert ist, werden die beiden anderen Strahlen, die auf B und G gerichtet sind, abgedunkelt, so dass nur der rote Punkt leuchtet. Wenn die Strahlströme im Verhältnis 0,30 R : 0,59 G : 0,11 B gesteuert werden, leuchten die Farbpunkte in entsprechender Farbsättigung, und für das menschliche Auge erscheint durch die Mischung von Licht ein reines Weiß, wie in Bild 2.01 und 2.12 dargestellt.

 

14.02 Funktionsweise der Drei-Strahl-Technik und der unterschiedlich farbigen Leuchtpunkte bei der Lochmasken-Bildröhre.

 

Um sicherzustellen, dass diese drei Elektronenstrahlen jeweils genau auf die zugehörigen Punkte treffen, befindet sich in der Röhre nach Bild 14.02 eine Loch- oder Schattenmaske aus 0,1 mm dünnem Stahlblech, in die 400.000 Löcher geätzt sind. Zu jedem Loch gehört ein Farbtripel auf dem Bildschirm. Jeder Strahl hat sein eigenes Strahlsystem. Die Strahlen werden horizontal und vertikal gemeinsam abgelenkt.

 

14.03 Arbeitsprinzip der Drei-Strahl-Technik und die Erzeugung von unterschiedlich farbigen Leuchtpunkten bei der Lochmasken-Bildröhre.

 

Bild 14.03 zeigt das Schaltsymbol einer Farbbildröhre nach dem Lochmaskenprinzip. Die Röhre besteht aus drei Strahlsystemen, von denen jedes ein Heizfaden, eine Kathode, ein Gitter 1 und ein Gitter 2 enthält. Das Fokussierungsgitter Gitter 3 und die Anode a sind für alle Systeme gemeinsam.

Es gibt zwei Möglichkeiten zur Steuerung der Strahlsysteme:
1. Man gewinnt die reinen Farbsignale Rot, Grün und Blau aus dem FBAS-Signal zurück und steuert damit die drei Kathoden der Bildröhre. Dies wird als RGB-Steuerung bezeichnet.
2. Man gewinnt aus dem Farbartsignal die drei Farbdifferenzsignale R - Y, G - Y und B - Y (vgl. Bild 2.13) und steuert damit die Gitter gj, während das Leuchtdichtesignal Y an die Kathoden angelegt wird. Durch diese Doppelsteuerung werden auch am Leuchtschirm die richtigen Farbwerte erzeugt. Dieses System wird als Farbdifferenzsteuerung bezeichnet.

In beiden Fällen müssen die Anteile der Farbsignale an den jeweiligen Steuerelektroden so bemessen werden, dass die Weißbalance stimmt. Das bedeutet, wenn "Weiß" gesendet wird, muss die Gleichung Y = 0,30 R + 0,59 G + 0,11 B auch im Steuerteil der Bildröhre erfüllt sein.

 

14.04 Blick auf eine Lochmaskenröhre mit Ablenk- und Konvergenzspulen von oben.

 

Bild 14.04 zeigt schematisch die Ablenk- und Einstellsysteme auf dem Hals einer Farbbildröhre. Direkt am Konus befindet sich die Ablenkeinheit mit den Vertikal- und Horizontalablenkspulen, die dem Ablenksystem einer Schwarzweißbildröhre entspricht.

Darauf folgt die Radial-Konvergenzeinheit, mit der die Elektronenstrahlen einzeln durch Magnetfelder so gesteuert und radial verschoben werden können, dass sie tatsächlich alle drei durch das gleiche Maskenloch fallen. Mit der Lateral-Konvergenzeinheit wird nur der Elektronenstrahl, der für die Farbe Blau zuständig ist, nicht radial, sondern tangential zur Bildröhrenachse verschoben. Dadurch wird eine weitere Möglichkeit geschaffen, die drei Strahlen durch das gleiche Maskenloch zu lenken. Eine andere Bezeichnung für dieses Einstellelement ist Blauschiebemagnet.

Jeder Elektronenstrahl soll nur seine eigenen Leuchtpunkte treffen. Wenn er auch Nachbarpunkte streift, ergeben sich keine reinen Grundfarben. Diese Farbreinheit wird durch das Verdrehen von zwei Magnetringen auf dem Hals der Bildröhre eingestellt. Bei einigen Farbbildröhren befinden sich die Reinheitsmagnete zwischen den beiden Konvergenzsystemen. Darüber hinaus kann die Farbreinheit an den Rändern des Bildschirms durch axiales Verschieben der gesamten Ablenkeinheit beeinflusst werden.

Selbst wenn alle Strahljustierungen im Prüffeld korrekt durchgeführt wurden, können das Erdmagnetfeld oder nahegelegene magnetisierte Eisenteile die Strahlen bei der Aufstellung des Empfängers in der Wohnung leicht ablenken, sodass sie nicht mehr genau auf die entsprechenden Leuchtpunkte treffen. Aus diesem Grund ist der Röhrenkolben magnetisch abgeschirmt. Beim Einschalten des Geräts wird durch eine darüber liegende Entmagnetisierungswicklung ein abklingender Wechselstrom erzeugt, um Störfelder in Eisenteilen, insbesondere in der Lochmaske, zu entmagnetisieren.

 

14.05 Arbeitsprinzip der Radial-Konvergenzeinheit mit drehbaren Reinheitsmagneten.

 

Die Radial-Konvergenzeinheit besteht aus drei U-förmigen Ferritkernen mit jeweils zwei Wicklungen und einem drehbaren oder verschiebbaren Permanentmagneten an jedem Schenkel. Diese Magnete erzeugen homogene Felder zwischen den Polschuhen innerhalb des Röhrenhalses und lenken dadurch die Strahlen ab. Durch das Verdrehen eines Magneten wird der zugehörige Einzelstrahl radial zur Röhrenachse verschoben. Auf diese Weise kann die "statische Konvergenz" in der Mitte des Bildschirms eingestellt werden. Dennoch treten an den Bildrändern noch immer große Deckungsfehler auf, die als Farbsäume sichtbar sind, da die drei Strahlen gemäß Bild 14.04 unterschiedlich "verbogen" werden. Um diese Fehler zu korrigieren, werden Ströme durch Spulenwicklungen auf den Ferritkernen geschickt. Diese Korrekturströme werden aus den Ablenkstufen abgeleitet. Jeder U-Kern trägt ein Spulenpaar für die Vertikalkonvergenz und ein weiteres für die Horizontalkonvergenz. Die Ströme für die Vertikalkonvergenz müssen separat für den oberen und unteren Bereich eingestellt werden. Dies wird als "Nord-Süd-Korrektur" bezeichnet. Entsprechendes gilt für die "Ost-West"-Einstellung, also für die Horizontalkonvergenz. Für den gesamten Abgleichprozess sind sechs Trimmwiderstände und verschiedene Permanentmagnete abwechselnd mehrmals einzustellen. Der Servicetechniker muss dabei äußerst sorgfältig arbeiten. In Schulungen für Farbfernsehtechnik wird die Konvergenzeinstellung daher als Hauptthema behandelt.

 

14.06 Anordnung zur Erzeugung einer tangentialen Blauverschiebung.

 

Der Blauschiebemagnet, auch als Lateral-Konvergenzeinheit bezeichnet, ist ein einfach aufgebautes Einstellelement, das lediglich aus einem Magnetjoch mit einem drehbaren oder verschiebbaren Permanentmagneten besteht. In Zusammenarbeit mit den inneren Polschuhen bildet sich ein Feld aus, mit dem der Blaustrahl horizontal verschoben werden kann.

 

14.07 Radial und Tangentialverschiebung

 

Die Permanentmagnete in der Konvergenzeinheit (Bild 14.05) ermöglichen es, die Strahlen radial innerhalb des Röhrenhalses zu verschieben. Dadurch können die Strahlen für Grün und Rot direkt in einem Maskenloch einen Schnittpunkt bilden. Mit dem Blauschiebemagneten (Bild 14.07) kann der Blaustrahl tangential verschoben werden, so dass er symmetrisch zu den Strahlen für Grün und Rot positioniert wird. Zusätzlich kann er radial eingestellt werden, sodass die drei Strahlen in der Ablenkebene an den Ecken eines gleichseitigen Dreiecks liegen und in einem gemeinsamen Maskenloch konvergieren (zusammenlaufen). Als Referenz für die korrekte Konvergenz dient die Weißeinstellung. Eine weiße Linie, die von einem Bildmuster-Generator auf den Empfänger gegeben wird, sollte auf dem Bildschirm tatsächlich als weiße Linie ohne farbige Ränder erscheinen.

 

14.08 Schaltung für die zeitsparende Einstellung der Vertikalkonvergenz.

 

Bild 14.08 zeigt ein Schaltungsbeispiel für die zeitsparende Einstellung der Vertikalkonvergenz bei einer Farbbildröhre. Die Spulenwicklungen auf den U-Kernen entsprechen den Spulenpaaren auf den Schenkeln der Ferritkerne (siehe Bild 14.05). Diese Wicklungen werden mit Strömen aus dem Bildkippübertrager gespeist, die durch Dioden verformt und durch Spannungsteiler eingestellt werden. Zusätzlich werden ihnen Ströme direkt aus der Endstufe überlagert. Die Einstellvorschrift für die Vertikalkonvergenz in dieser Schaltung ist wie folgt:

1. Empfang eines Punktmusters mit maximalem Kontrast und Einstellung aller Regler in die Mittelposition.
2. Mit den vier Permanentmagneten für Rot, Grün und Blau sowie dem seitlichen Blauschiebemagneten werden die Farbpunkte in der Bildmitte zur Deckung gebracht.
3. Empfang eines Gittermusters mit maximalem Kontrast.
4. Mit R1 werden die roten und grünen vertikalen Gitterlinien in der unteren Bildmitte zur Deckung gebracht, wobei die obere Bildschirmhälfte nicht berücksichtigt wird.
5. Mit R2 werden die roten und grünen vertikalen Gitterlinien in der oberen Bildmitte zur Deckung gebracht.
6. Mit R5 werden die horizontalen roten und grünen Linien in der unteren Bildhälfte zur Deckung gebracht, wobei die obere Bildschirmhälfte nicht berücksichtigt wird.
7. Mit R6 werden die horizontalen roten und grünen Linien in der oberen Bildhälfte zur Deckung gebracht.
8. Mit R3 werden die horizontalen blauen Linien in der unteren Bildhälfte zur Deckung mit den roten und grünen Linien gebracht, wobei die obere Bildschirmhälfte nicht berücksichtigt wird.
9. Mit R4 werden die horizontalen blauen Linien in der oberen Bildhälfte zur Deckung mit den roten und grünen Linien gebracht.

Zusätzlich müssen noch Deckungsfehler am rechten und linken Bildrand (Ost-West-Korrektur) ausgeglichen werden. Dafür steht eine ähnlich umfangreiche Schaltungsanordnung an der Zeilen-Endstufe zur Verfügung, die auf die Horizontal-Korrekturspulen der Konvergenzeinheit wirkt. Es ist deutlich erkennbar, dass diese Arbeiten sorgfältig und systematisch durchgeführt werden müssen. Die Hersteller von Bildröhren und die Fernsehindustrie haben sich viel Mühe gegeben, um diese Abgleichvorgänge zu erleichtern und zu vereinfachen.

 

14.09 Aufbau und Wirkungsweise eines Transduktors

 

Bild 14.09 zeigt den Aufbau eines Transduktors, der einem Transformator ähnelt, aber mit spezifischen Eigenschaften. Der Transduktor besteht aus drei Wicklungen: einer Steuerwicklung und zwei Arbeitswicklungen, die in Serie geschaltet sind. Bei Stromdurchgang erzeugen die Arbeitswicklungen Magnetflüsse im äußeren Eisenkreis, die sich addieren, während sich die Magnetflüsse im Mittelschenkel kompensieren. Das bedeutet, dass die stromdurchflossene Steuerwicklung in den Arbeitswicklungen gegenläufige Spannungen induziert, die sich aufheben. Daher wird keine Leistung übertragen und es entsteht keine Sekundärspannung zwischen den Anschlüssen 1 und 3.

Allerdings hat der Transduktor einen besonderen Effekt: Wenn der Eisenkern durch einen hohen Steuerstrom in der Steuerwicklung gesättigt wird, verringert sich die Permeabilität des Eisens und somit auch die Induktivität der Arbeitswicklungen. Dies führt zu einer steuerbaren Induktivität, bei der mit steigendem Steuerstrom der induktive Widerstand der Arbeitswicklung kleiner wird.

Der Transduktor ermöglicht es, den Strom in den Arbeitswicklungen zu beeinflussen. Dies macht ihn zu einem aktiven Bauelement, bei dem der Arbeitsstrom nicht durch Spannungen, sondern durch Ströme gesteuert wird. Mit zunehmendem Steuerstrom sinkt der induktive Widerstand und der Strom steigt an. Dies führt zu einem Kennlinienverlauf.

 

14.10 Schaltsymbole für Transduktoren

 

Transduktoren werden verwendet, um mit Strömen andere Ströme zu steuern oder zu modulieren. Im Bereich der Ablenkung und Konvergenz von Fernsehempfängern werden sie beispielsweise eingesetzt, um bildfrequente Ablenkströme und zeilenfrequente Sägezahnströme zu steuern. Durch die Veränderung des induktiven Widerstands der Arbeitswicklung können Korrekturströme erzeugt werden, um das Bildschirmraster zu entzerren. Die Wirkung ähnelt dem Linearitätseinsteller, aber die Induktivitätsänderung bzw. Modulationswirkung ist größer.

Das Schaltsymbol für einen Transduktor wird in Bild 14.10a gezeigt. Es gibt auch Transduktoren mit mehr als drei Wicklungen, bei denen der Steuerstrom den Arbeitsstrom in einem getrennten Stromkreis beeinflusst. Wenn die beiden Ströme unterschiedliche Frequenzen haben, können auch Rückwirkungen vom Arbeitskreis auf den Steuerkreis auftreten.

 

14.11 Ablenkeinheit und Konvergenzeinstellmittel für eine Bildröhre mit Normhals.

 

Das Bild 14.11 zeigt die Ablenkeinheit, das Konvergenzsystem und den Blauschiebemagneten von Valvo für die Weithals-Farbbildröhre A 63-11 X. Die Konvergenzeinheit hat eine dreiteilige Form mit Spulenwicklungen und separaten Anschlüssen für jedes Segment. Der Blauschiebemagnet besteht aus einem Magnetstab, der horizontal verschoben und fixiert werden kann.

 

14.12 Ablenkeinheit für eine Bildröhre mit dünnem Hals.

 

Im Jahr 1971 wurde eine neue Generation von Bildröhren mit einem deutlich dünneren Hals (nur noch 29 mm Durchmesser) von der RCA auf den Markt gebracht. Dies ermöglichte eine engere Platzierung der Ablenk- und Konvergenzmittel in der Nähe der zu beeinflussenden Elektronenstrahlen. Dadurch ergaben sich eine Reihe von Vorteilen und Vereinfachungen. Die Vorteile wurden durch eine neue Ablenkeinheit in Bild 14.12 erreicht. Diese erfordert jedoch eine höhere Ablenkleistung und somit stärkere Ablenk-Endstufen, liefert aber bereits eine gute Farbdeckung ohne aufwendige Eckenkonvergenzsysteme.

 

14.13 Aufbau der Ablenkeinheit und der Entmagnetisierungsspule.

 

Das Charakteristische dieser Ablenkeinheit ist eine präzise definierte Toroidwicklung, die in Rillen auf dem Wickelkörper angeordnet ist. Bild 14.13 zeigt eine Seitenansicht der Röhre mit der Ablenkeinheit, der Entmagnetisierungsspule sowie den Konvergenz- und Farbreinheitselementen.

 

Laufzeit und Verzögerungsleitungen

Entsprechend des damaligen Standes der Schwarzweiß-Empfänger war die Betrachtung von Laufzeitunterschieden für Fernsehtechniker von geringer Bedeutung. Geisterbilder, die durch Mehrwegeempfang verursacht wurden, konnten einfach durch den Einsatz von Richtantennen eliminiert werden. Die Laufzeit in der 1/2-Umwegleitung, die zur Anpassung von Dipolantennen an Koaxialkabel diente, wurde lediglich als Phasenumkehr betrachtet. Im Allgemeinen wurde angenommen, dass die Laufzeit elektrischer Signale innerhalb des Empfängers selbst vernachlässigbar sei. Diese Annahme gilt jedoch nicht mehr für Farbfernsehempfänger.

 

14.21 Verzögerung eines Spannungssprungs beim Durchlaufen eines Verstärkers.

 

Wenn eine Spannungssprung durch einen Verstärker geschickt wird, erscheint dieser am Ausgang erst nach einer gewissen Zeitverzögerung, wie in Abbildung 14.21 dargestellt. Überraschenderweise hängt diese Verzögerung von der Bandbreite des Verstärkers ab und ist bei einem breitbandigen Verstärker geringer als bei einem schmalbandigen Verstärker. Dies kann durch mathematische Berechnungen und Wechselstromtheorie nachgewiesen werden, aber hier wollen wir eine kurze Erklärung versuchen.

Bei einem Breitbandverstärker wird die obere Grenzfrequenz erhöht, indem man die Zeitkonstanten durch den Lastwiderstand und eventuell vorhandene parasitäre Kapazitäten minimiert. In der Video-Endstufe mit einer Bandbreite von beispielsweise 5,5 MHz werden daher Widerstände von nur 1 kΩ bis 3 kΩ verwendet. Nehmen wir an, Ra = 2 kΩ und die Schaltungskapazität C8 = 80 pF. Die Zeitkonstante T ergibt sich dann zu:

T = 2 × 10^3 × 80 × 10^(-12) = 160 × 10^(-9) = 0,16 μs

Für einen Verstärker mit geringerer Bandbreite, zum Beispiel 1,3 MHz, aber gleicher Bauweise, kann der Lastwiderstand auf 10 kΩ erhöht werden. In diesem Fall ergibt sich:

T = 10 × 10^3 × 80 × 10^(-12) = 80 × 10^(-9) = 0,8 μs

Eine größere Zeitkonstante bedeutet jedoch eine größere Trägheit. Es dauert länger, bis sich die parasitäre Kapazität bei einem Spannungssprung auf das neue Potenzial umgeladen hat. Wenn Spannungssprünge, die gleichzeitig gestartet werden, jedoch verschiedene Verstärker parallel durchlaufen sollen und an den Ausgängen wieder präzise zusammenkommen sollen, muss in den Verstärkerzug mit der kürzeren Laufzeit, also der größeren Bandbreite, eine Verzögerungsleitung eingefügt werden.

 

14.22 Laufzeitkette aus LC-Gliedern

 

Um Laufzeitverzögerungen im Farbfernsehempfänger zu reduzieren, werden Laufzeitketten eingesetzt. Eine Laufzeitkette besteht aus einer Reihe von Tiefpassgliedern, wie in Abbildung 14.22 dargestellt. Die Kondensatoren in dieser Kette werden nacheinander durch einen Spannungssprung umgeladen. Je größer die Kapazitäten sind und je mehr Glieder in der Kette vorhanden sind, desto länger dauert es, bis das Signal am Ausgang erscheint. Die Laufzeitkette muss mit ihrem Wellenwiderstand Z = √(L/C) angepasst werden.

 

14.23 Einstellbare Verzögerungsleitung

 

Im Farbfernsehempfänger wäre es jedoch recht teuer und aufwendig, eine Laufzeitkette mit vielen Gliedern zu verwenden. Eine einfachere und kostengünstigere Lösung besteht darin, eine einlagige Zylinderspule mit einer geerdeten Metallfolie als verteilte Kapazität zu verwenden. Eine solche Konstruktion wird in Abbildung 14.23 gezeigt. Durch Verdrehen des exzentrisch gelagerten inneren Hartpapierstabes kann der Abstand zwischen der geerdeten Folie und der Wicklung verändert werden, um die Laufzeit anzupassen.

 

14.24 Aufbau eines Laufzeitkabels

 

Laufzeitkabel basieren ebenfalls auf dem Prinzip der Induktivität mit verteilten Kapazitäten gegen Erde. Abbildung 14.24 zeigt einen Schnitt durch ein solches Kabel. Die Wicklung 2 verfügt über einen biegsamen magnetischen Kern 1, um die Induktivität zu erhöhen. Über dem Dielektrikum 3 befindet sich die Folie 4, die als verteilte Kapazität und als Abschirmung dient. Der Kunststoffmantel 5 dient dem Schutz des Kabels. Eine Länge von 40 cm des Laufzeitkabels vom Typ HH 2500 der Firma Hackethal bewirkt eine Verzögerung von ca. 0,8 ns.

 

14.25 Laufzeitkabel im Y-Verstärker eines Farbfernsehempfängers

 

In Bild 14.25 ist eine Verzögerungsleitung im Y-Verstärker eines Farbfernsehempfängers dargestellt. Das Schaltsymbol zeigt den geerdeten Belag, der eine verteilte Kapazität zu jeder Windung bildet. Die Verzögerungsleitung wird durch zwei zusätzliche Spulen angepasst. Diese Laufzeitleitung ist notwendig, da parallel zu ihr ein schmalbandiger Verstärker für das F-Signal vorhanden ist. Es ist wichtig, dass Spannungssprünge, die gleichzeitig an den Eingängen eingegeben werden, auch zur gleichen Zeit an den Ausgängen erscheinen. Da das Sprungsignal jedoch den breitbandigen Y-Verstärker schneller durchläuft, muss eine Verzögerungsleitung als Hindernis eingefügt werden.

 

14.26 rinzip der Ultraschall-Verzögerungsleitung

 

Für die PAL-Farbempfänger muss der gesamte Signalinhalt einer Bildzeile um eine Periode, also etwa 64 ps, verzögert werden. Ein herkömmliches Laufzeitkabel wäre zu lang und unhandlich. Daher wird eine Ultraschall-Verzögerungsleitung verwendet. Das elektrische Signal Uß wird durch einen piezoelektrischen Wandler W1 in eine Ultraschallwelle umgewandelt, die in einen schrägen Glaskörper eindringt. In diesem Glaskörper breitet sich die Ultraschallwelle mit einer Geschwindigkeit von etwa 3 km/s aus, deutlich langsamer als eine elektrische Schwingung. Die Ultraschallwelle wird an der rechten Stirnfläche des Glaskörpers reflektiert, läuft V-förmig zurück und wird an der leicht abgewinkelten schmalen Seite durch einen ähnlichen Wandler W2 wieder in ein elektrisches Ausgangssignal ua umgewandelt. Der Glaskörper ist geriffelt, um unerwünschte Reflexionen an anderen Stellen zu verringern und zu zerstreuen. Die Verzögerungsleitung kann direkt in gedruckte Leiterplatten eingebettet oder mithilfe von vorgesehenen Gewindebuchsen auf dem Chassis befestigt werden. 

 

14.27 Verzögerungsleitung Typ TAU 20

 

In Bild 14.27 ist eine Verzögerungsleitung mit Anpassungsübertrager dargestellt. Piezoelektrische Schallwandler müssen an die Ausgangs- und Eingangswiderstände der Verstärkertransistoren angepasst werden. Die Verzögerungsleitung vom Typ TAU 20 von ITT ist bereits mit internen Anpassungsübertragern ausgestattet. Alternativ kann der Gerätekonstrukteur auch externe Anpassungsübertrager verwenden. Die Oberfläche des Glaskörpers ist geriffelt, mit Ausnahme der reflektierenden Stirnfläche und der Stellen, an denen die Wandler angebracht sind. Diese Riffelung dient dazu, unerwünschte Reflexionen an anderen Stellen des Glaskörpers zu verringern und zu zerstreuen, um Echos oder Nachhall zu vermeiden. Die Verzögerungsleitung kann direkt in gedruckte Leiterplatten gelötet oder mit Hilfe von vorgesehenen Gewindebuchsen am Chassis befestigt werden. Die Leitung ist auf die Betriebsfrequenz von 4,433619 MHz und eine Phasenlaufzeit von 63,943 ns bei einer Umgebungstemperatur von 25 °C abgestimmt. Der Eingangsübertrager bietet Impedanzen von 100 Ohm und 1600 Ohm zur Abgriff an. Der Ausgangsübertrager ist an 2x100 Ohm oder 400 Ohm anzupassen. Die Betriebsdämpfung beträgt 11 ± 3 dB.

 

14.28 Innenschaltung der Verzögerungsleitung VL11.

 

Das Bild zeigt die Innenschaltung der Verzögerungsleitung vom Typ VL 11 von Telefunken, die ebenfalls mit Anpassungsübertragern ausgestattet ist. Der Eingangsübertrager hat ein Übersetzungsverhältnis von 4:1, während der Ausgangsübertrager symmetrisch gewickelt ist. Die piezokeramischen Messwandler sind auf den Stirnflächen des Glaskörpers aufgekittet. Diese Verzögerungsleitung weist eine Phasenlaufzeit von 63,943 ± 0,05 ns und eine Betriebsdämpfung von 10 ± 3 dB auf. Der Echostörabstand, bezogen auf die Ausgangsspannung zwischen den Anschlüssen 3 und 4, beträgt mindestens 22 dB für Echos mit dreifacher Laufzeit und mindestens 27 dB für sonstige unerwünschte Reflexionen.

 

14.29 Prinzip einer Decoderschaltung

 

Das Farbartsignal Up steuert den Treibertransistor T1. Die Verzögerungsleitung VL10 von Telefunken ist über den Eingangstransformator Tri mit einem Übersetzungsverhältnis von 4:1 mit dem Treibertransistor gekoppelt. Das direkte, unverzögerte Signal wird über den Kondensator C zum Mittelpunkt der Brückenschaltung mit den beiden 200-Ω-Widerständen geführt. Das verzögerte Signal gelangt über den Transformator Tr2 zur Brücke. An dem Transistor können dann die Signale Ur - y und Uß - y abgenommen werden.

 

15. Blockschaltungen und Grundschaltungen von Farbempfängern

 

15.01 Mehrfach-Übertragungsverfahren mit Stereofonie

 

Bild 15.01 zeigt das Prinzip der Hf-Stereofonie mit zwei Mikrofonen. Die zu übertragenden Signale sind das Links- und das Rechtssignal. Durch eine Matrixschaltung werden daraus das Differenzsignal L - R und das Summensignal L + R gebildet. Das Summensignal wird wie gewohnt in Frequenzmodulation über UKW-Sender ausgestrahlt und von Monoempfängern einkanalig wiedergegeben. Das Differenzsignal wird auf eine Hilfsfrequenz von 38 kHz moduliert. Der Träger dieser Frequenz wird jedoch unterdrückt, und das eigentliche (L - R)-Signalspektrum wird der Hauptsendefrequenz zusätzlich aufmoduliert und mit ihr ausgestrahlt.

 

15.02 Mehrfach-Übertragungsverfahren beim Farbfernseher 

 

Beim Farbfernsehempfänger, wie in Bild 15.02 dargestellt, liefert die Farbkamera die drei Signale Rot, Grün und Blau (R, G, B). Aus diesen Signalen wird das Summensignal R + G + B = Y gebildet, das im Schwarzweißempfänger ein normales Schwarzweißbild erzeugt. Zusätzlich werden zwei Differenzsignale (R - Y) und (B - Y) als Farbartsignale auf einen Hilfsträger von 4,43 MHz in Quadraturmodulation (QAM) aufmoduliert. Der Träger wird anschließend unterdrückt, und das Farbartsignalspektrum wird zusammen mit dem Helligkeitssignal Y vom Sender ausgestrahlt.

Um die benötigte Trägerfrequenz im Empfänger wiederherzustellen, wird dem Burst, einer kurzen Schwingung dieses Hilfsträgers bei 4,43 MHz, den Synchronisierimpulsen beigefügt und mit ausgestrahlt. Die Farbmatrix im Empfänger führt durch einfache elektrische Berechnungen aus den vier Teilsignalen (R - Y), (B - Y), Y und 4,43 MHz die separaten Farbsignale R, B und G wieder zusammen.

Dies ist jedoch nur ein grober Überblick über das Prinzip. Der Aufbau eines vollständigen Farbfernsehempfängers umfasst viele weitere Schaltungen und Prinzipien, die schrittweise erklärt werden müssen. Eine genaue Kenntnis des Zwecks und der Grundfunktion jeder Schaltungsebene ist entscheidend, um den Aufbau und die Wartung von Farbfernsehempfängern zu verstehen. Es spielt dabei keine Rolle, ob der Empfänger mit Röhren, Transistoren oder integrierten Schaltungen ausgestattet ist oder ob er in Modultechnik aufgebaut wurde.

In den Veröffentlichungen über die Funktionsweise von Farbfernsehempfängern werden verschiedene Bezeichnungen für Farbsignale und Trägerfrequenzen verwendet. Diese Bezeichnungen dienen dazu, mathematische Zusammenhänge präzise darzustellen. In diesem Buch geht es jedoch hauptsächlich darum, Schaltungsfunktionen zu erklären. Dafür reichen einige markante Ausdrücke aus, die hier nochmals zusammengefasst sind.

R, G, B = Signale der Primärfarben Rot, Grün, Blau mit Bandbreiten von 0...1,3 MHz.
(Andere Bezeichnungen: UR, UG, UB)

Y = Helligkeitssignal oder Leuchtdichtesignal mit einer Bandbreite von 0...5 MHz.
(Andere Bezeichnungen: UY, Ey)

Um Schaltungsfunktionen besser zu verstehen, vereinfachen wir diese Grundgleichung rigoros. Wenn wir nicht nur Bruchteile der Farbsignale mischen, sondern die vollen Werte R, G und B zusammennehmen, wird die Leuchtdichte Y rund dreimal so groß, da nun gewissermaßen 60% R + 18% G + 22% B = 200% mehr Licht hinzugekommen sind. Deshalb müssen wir auch auf der linken Seite der Gleichung 200%, also 2Y, addieren, d.h.

Y + 2Y = R + G + B
3Y = R + G + B

F = gesamtes Farbartverstärkersignal
BT = Bildträger
FT = Tonträger
TT = Farbträger
Außerdem:
A.8 = Eingangsleitungen
C = Ausgangsleitungen
/TT = Vom Punkt E herkommendes Eingangssignal
F = Vom Punkt D herkommendes Eingangssignal
b = Frequenzbezeichnungen

Die Trägerfrequenzen der Fernsehmodulation werden bei allgemeinen Schaltungsbetrachtungen durch Großbuchstaben abgekürzt. In Gleichungen müssen sie jedoch korrekterweise tiefgestellt werden.

BT = Bildträger

Außerdem:
- Trägerfrequentes Farbart signal, das die Informationen (R - Y) und (B - Y) in Quadraturmodulation (QAM) enthält.

In den Blockschaltungen werden Eingangsleitungen einer Stufe mit einer Pfeilspitze direkt am Kästchensymbol gekennzeichnet. Leitungen ohne Pfeil sind dementsprechend Ausgangsleitungen. Abzweigungen werden nicht einfach rechtwinklig weggeführt, sondern mit einem Bogen, der den Signalfluss zeigt.

Es sei auch darauf hingewiesen, dass die Bezeichnungen "Leuchtdichteverstärker", "Helligkeitsverstärker", "Luminanzverstärker" und "Y-Verstärker" identisch sind und in Fachaufsätzen und Serviceschriften gleichberechtigt verwendet werden. Gleiches gilt für "Chrominanzverstärker" und "Amplitudensieb = Impulsabtrennung".

Die Ausdrücke "Videoteil" oder "Videoverstärker" sind beim Farbfernsehempfänger nicht ganz eindeutig. Sie werden manchmal nur für den Leuchtdichteverstärker verwendet, aber auch für den gesamten Komplex aus Leuchtdichteverstärker, Farbartverstärker und Matrix. Der Kontext gibt jedoch meistens Aufschluss über die Bedeutung. In diesem Buch wird der Begriff "Videoteil" als Oberbegriff für alle Stufen verwendet, die videofrequente Signale verarbeiten.

Die Trägerfrequenzbezeichnungen gelten je nach betrachtetem Frequenzband, sowohl im ZF-Bereich als auch im Videobereich. Um den folgenden Blockschaltungen einen größeren Aussagewert zu geben, wird gemäß Bild 15.03 folgendes festgelegt:

 

15.03 Symbole für Blockschaltungen

 

Luminanzteil und Chrominanzteil

15.11 Einfache Blockschaltung eines Farbempfängers.

 

Die vereinfachte Blockschaltung eines Farbempfängers, wie in Bild 15.11 dargestellt, beruht auf den Grundforderungen des Farbfernsehens:

1. Farbsendungen müssen auch mit Schwarzweißempfängern empfangen werden können, allerdings in Farbe.
2. Farbempfänger müssen auch schwarzweiß ausgestrahlte Sendungen wiedergeben können.

Die Blockschaltung enthält die Stufen eines Schwarzweißempfängers, einschließlich Tuner, Bild-ZF-Teil, Tonteil und Video- bzw. Y-Verstärker. Zusätzlich gibt es ein Laufzeitglied mit einer Verzögerungszeit von 0,8 µs. Das Luminanz- oder Y-Signal allein erzeugt ein normales Schwarzweißbild auf dem Bildschirm, während der Farbteil oder Chrominanzteil nicht benötigt wird und bei den meisten Geräten automatisch abgeschaltet wird, wenn Schwarzweißsendungen laufen.

Das FBAS-Signal, das das gesamte Bildinformationssignal mit Austast- und Synchronimpulsen enthält, wird einem 4,43-MHz-Bandpassfilter zugeführt. Dieses Filter selektiert das Farb-ZF-Signal im Bereich von ±1,3 MHz um die Farbträgerfrequenz von 4,43 MHz und unterdrückt das für das Helligkeitssignal reservierte Gebiet von etwa 0 bis 3 MHz.

Das Farb-ZF-Signal wird dann in separaten Demodulatoren demoduliert, indem die unterdrückte Farbträgerfrequenz von 4,43 MHz wieder hinzugefügt wird. Dies entspricht dem Herabmischen des trägerlosen Stereo-Zusatzsignals für L-R in einem Radioempfänger durch Hinzufügen der 38-kHz-Trägerfrequenz. Durch Demodulation mit der Farbträgerfrequenz von 4,43 MHz entstehen die Farbdifferenzsignale R-Y und B-Y mit einem Frequenzspektrum von etwa 0 bis 1,3 MHz. Diese Signale werden dann in der Matrixschaltung zu den drei Farbsignalen Rot, Grün und Blau kombiniert.

Weitere Details wie der Ablenk- und Konvergenzteil werden vorerst außer Acht gelassen. Die Ablenkspannungen für die Bildröhre und die Horizontal-Austastimpulse für den Burstverstärker werden durch Synchronisierimpulse gesteuert. Es sei jedoch angemerkt, dass die tatsächliche Schaltung und Ausführung eines Farbempfängers komplexer ist als die vereinfachte Blockschaltung und weitere Funktionen und Schaltungsstufen umfasst.

 

15.12 Signalspektren beim Farbfernsehsender

 

Bild 15.12 zeigt das Modulationsfrequenzband eines Farbsenders, bestehend aus dem Y-Signal (Leuchtdichte), der Farbinformation und dem Tonträger. Das Y-Signal hat einen ähnlichen Umfang wie das Helligkeitssignal eines Schwarzweißempfängers und besitzt ein rund 5 MHz breites oberes Seitenband um den Bildträger herum. Der frequenzmodulierte Tonträger liegt mit 5,5 MHz Abstand zum Bildträger. Das untere Seitenband ist größtenteils unterdrückt und fällt bei 1 MHz steil ab. Das Farbsignal ist um die Farbträgerfrequenz von 4,43 MHz in das Y-Signal eingeschachtelt, während der Farbträger selbst unterdrückt ist.

 

15.13 Band mit modulierten Signalen, das vom Sender übertragen wird, und Frequenzbereich, in dem der Empfänger Signale durchlässt.

 

Um gegenseitige Beeinflussungen zwischen dem Farbsignal und dem Y-Signal zu verhindern, muss die Amplitude des Farbsignals erheblich reduziert werden. Eine Absenkung von 6 dB (50 %) des Frequenzbereichs um 4,43 MHz, also des eigenen Farbträgers, wird als Richtwert angesehen. Dadurch wird auch der 5,5-MHz-Tonträger um etwa 25 dB reduziert. Auf der Seite des eigenen Bildträgers EB wird die Durchlaßkurve entsprechend der Nyquistflanke geformt, wobei ebenfalls eine Absenkung um 6 dB vorgesehen ist.

Für den Servicetechniker spiegelt sich dies in der ZF-Durchlaßkurve auf dem Oszilloskop wider, wobei die Frequenzen des zu empfangenden Kanals in der Mischstufe des Tuners so umgesetzt werden, dass die eigene Bildträgerfrequenz bei 38,9 MHz liegt. Die Frequenz des eigenen Farbträgers EF im ZF-Verstärker beträgt dann fEF = 38,9 - 4,43 = 34,47 MHz.

Es ist auch wichtig, mögliche Störfrequenzen fs durch Überlagerung des Farbträgers EF und des Tonträgers ET im Bild-ZF-Teil zu beachten. Eine solche Störfrequenz von fs = 34,47 - 33,4 = 1,07 MHz würde sich mitten im Bildmodulationsspektrum befinden und ein störendes Moiré-Muster erzeugen.

 

15.14 Bild-Zf-Durchlaßkurve

 

Insgesamt ergeben sich folgende wichtige Frequenzen für den Bild-ZF-Teil eines Farbempfängers:

 

Durch die gezielte Absenkung der Durchlaßkurve bei 31,9 MHz, 33,4 MHz und 40,4 MHz wird die gewünschte Form erreicht. Durch das Abgleichen weiterer Kreise werden die schrägen Flanken und die 6-dB-Punkte der Durchlaßkurve erzeugt und das Kurvendach geglättet. Es ist wichtig, die in den Serviceschriften vorgeschriebenen Abgleichvorgänge sorgfältig Punkt für Punkt durchzuführen.

Interessant ist die Auswirkung der möglichen Störfrequenz von 1,07 MHz. Wenn man die Schwingungszahl pro Sekunde durch die Zeilenfrequenz teilt, erhält man 1.070.000 Hz / 15.625 Hz = 68,5. Das bedeutet, dass auf eine Zeilenbreite 68,5 Störungen entfallen. Dies würde ein flimmerndes, perlenschnurartiges Muster über das gesamte Bild erzeugen.

 

15.15 Aufgezeichneter Bild-ZF-Durchlasskurve im logarithmischen Maßstab.

 

In Bild 15.15 wird die Zf-Durchlaßkurve in einem logarithmischen Maßstab dargestellt. Dies ermöglicht eine bessere Darstellung des Einflusses der Filter und der Abfallstellen im Bild-Zf-Teil. Um einen störungsfreien Empfang zu gewährleisten, sind folgende Absenkungen für die einzelnen Punkte erforderlich:

- Nachbarbildträger bei 31,9 MHz: Absenkung um mindestens 60 dB
- Eigener Tonträger bei 33,4 MHz: Absenkung um mindestens 60 dB
- Eigener Farbträger bei 34,47 MHz: Absenkung um 6 dB
- Eigener Bildträger bei 38,9 MHz: Absenkung um 6 dB
- Nachbarton VHF bei 40,4 MHz: Absenkung um mindestens 50 dB
- Nachbarton UHF bei 41,4 MHz: Absenkung um mindestens 50 dB

Die weiter entfernt liegende Sperrstelle für den UHF-Nachbarton ergibt sich daraus, dass die Sender im UHF-Bereich einen Abstand von 8 MHz haben, im Gegensatz zu 7 MHz im VHF-Bereich. In vielen Fällen sind die Zf-Filter jedoch so konzipiert, dass die Durchlaßkurve in Richtung 41 MHz stark abfällt, so dass keine spezielle Einstellung für 41,4 MHz erforderlich ist.

Bild 15.15 veranschaulicht auch die Spannungswerte am Ausgang eines Bild-Zf-Verstärkers. Die Nutzspannung im Hauptdurchlaßgebiet kann bis zu 4000 mV (4,0 V) betragen. Dies bedeutet, dass auch an den Zf-Demodulatoren relativ hohe Spannungen auftreten. Wenn wir als Näherungswert annehmen, dass der Spitzenwert der Signalspannung hinter dem Demodulator ebenfalls 4 V beträgt, dann würde der Weißpegel bei 0,4 V und der Schwarzpegel bei 3,0 V liegen.

 

Signaltrennung

Die Demodulation im Zf-Spektrum und die Trennung der verschiedenen Signale erfolgen auf verschiedene Arten:

 

15.16 Signalverlauf in Küllkurvendarstellung

 

1. Hüllkurvendemodulation: Diese Art der Demodulation ist dem Rundfunktechniker von der AM-Demodulation mit Hilfe einer Diode bekannt. Dabei werden die Hochfrequenzschwingungen gleichgerichtet und die hochfrequente Restwelligkeit durch Siebglieder entfernt. Das resultierende Signal entspricht der ursprünglichen Modulation. Bild 15.16 zeigt dies schematisch. Es ist eine Umkehrung von Bild 1.14, basierend auf dem zeitlichen Verlauf der Signale. Statt von Hf- oder Zf-Gleichrichtung spricht man jedoch treffender von Demodulation, Demodulatordiode oder Signaldiode.

2. Herabmischen: Diese Betrachtungsweise ist bereits aus der Gewinnung der Ton-Zwischenfrequenz im Fernsehempfänger bekannt. Hierbei steht nicht der zeitliche Verlauf, sondern die frequenzmäßige Umwandlung der Signale im Vordergrund. Das im Trägerfrequenz- oder Zwischenfrequenzbereich enthaltene Nutzsignal wird in ein niedrigeres Frequenzband umgesetzt oder herabgemischt.

Bei der Demodulation des 5,5-MHz-Ton-Zwischenfrequenzsignals kann die Demodulatordiode am Ausgang des Bild-Zf-Verstärkers als additive Mischstufe oder "Diodenmischer" betrachtet werden. Sie mischt das bei 33,4 MHz liegende Tonsignal mit der Bildträgerfrequenz von 38,9 MHz, was die Differenzfrequenz von 5,5 MHz ergibt. In dieser Ton-Zwischenfrequenz sind auch die eigentlichen Nutzsignale enthalten. Die nicht mehr benötigten höheren Frequenzanteile, einschließlich der Summenfrequenz, müssen durch Siebglieder unterdrückt werden.

 

15.17 Bereiche der Modulation des Farbsignals vom ZF-Teil bis zum Chrominanzteil.

 

Bild 15.17 zeigt schematisch eine mehrfache Frequenzumsetzung am Beispiel des Farbsignals. Das im Bild-Zf-Verstärker enthaltene Farbsignalspektrum mit 34,4 ± 1,3 MHz und unterdrücktem Träger wird durch Mischen mit dem Bildträger heruntergemischt. Das resultierende Frequenzband liegt bei der Mittenfrequenz von 4,4 MHz. Der Farbträger ist immer noch unterdrückt. Dann wird dieses Frequenzspektrum weiter herabgemischt, indem der Farbhilfsträger von 4,4 MHz in einem speziellen Synchrondemodulator hinzugefügt wird. Jede Teilfrequenz in den Seitenbändern ergibt mit diesem Farbträger eine Differenzfrequenz, aus der die endgültigen demodulierten, videofrequenten Farbsignale von 0 bis 1,3 MHz entstehen.

Hinter dem Bild-Zf-Verstärker eines Farbfernsehempfängers ergeben sich im Wesentlichen die folgenden herabgemischten Frequenzbänder:
1. Die Differenzfrequenz zwischen Bildträger und Tonträger ergibt die frequenzmodulierte Ton-Zwischenfrequenz von 5,5

MHz.
2. Die Differenzfrequenz zwischen Bildträger und den Seitenbändern des Farbträgers ergibt das amplitudenmodulierte Farbartspektrum von 4,43 MHz ± 1,3 MHz.
3. Die unerwünschte Differenzfrequenz zwischen Farbträgerfrequenz (34,47 MHz) und Tonträgerfrequenz (33,4 MHz) beträgt 1,07 MHz und muss vermieden werden, da sie störende Moiré-Effekte verursachen würde.

Um unerwünschte Kombinationsfrequenzen und Klirrverzerrungen zu vermeiden, werden die Signale durch Resonanzkreise und Tiefpässe gefiltert und durch Frequenzweichen voneinander getrennt.

 

15.18 Luminanzsignal und Farbartsignal werden gemeinsam demoduliert und anschließend getrennt.

 

Hinter dem letzten Transistor T1 im Bild-Zf-Verstärker befindet sich ein Zf-Bandfilter mit den Spulen L3 und L5, das der Feinabstimmung der Gesamt-Zf-Kurve dient. Das gesamte Zf-Durchlaßband gemäß Bild 15.15 steht an den Kreisen dieses Filters zur Verfügung. Es wird aus dem ersten Kreis ausgekoppelt und der als "Tondiode" bezeichneten Mischdiode zugeführt. Aus dem entstehenden Mischfrequenzspektrum wird die Differenzfrequenz von 5,5 MHz gefiltert und dem Ton-Zf-Verstärker zugeführt.

Die beiden Spulen L3 und L5, die zu einem Bandfilter gehören, sind über einen Sperrkreis gekoppelt, der auf die Ton-Zwischenfrequenz von 33,4 MHz abgestimmt ist. Dies stellt die erste Falle dar, um zu verhindern, dass die Trägerfrequenzen für Ton und Farbartsignal die störende Mischfrequenz von 1,07 MHz bilden können.

Hinter der Videodiode steht das gesamte Leuchtdichte- und Farbartsignal zur Verfügung. Ein Tiefpass mit der Induktivität L6 hält alle bildfrequenten Anteile im Bereich von 34 bis 39 MHz zurück. Als zusätzliche Sicherheitsmaßnahme folgt eine weitere Falle für 5,5 MHz, um sicherzustellen, dass sich in den folgenden Stufen keine unerwünschte Mischfrequenz von 1,07 MHz aus 5,5 MHz und 4,43 MHz bildet.

Der Transistor T2, der darauf folgt, gehört bereits zum breitbandigen Leuchtdichteverstärker für das Y-Signal im Bereich von 0 bis 5 MHz. Das Signal wird am Kollektor des Transistors abgenommen. Eine Teilspannung wird an der Spule L8, die in der Emitterleitung liegt, abgegriffen und dem Transistor T3 des Farbartverstärkers zugeführt. Anschließend folgt ein Bandfilter, das auf die Farbträgerfrequenz von 4,43 MHz vorabgestimmt ist. Mit der Spule L9 wird lediglich die eine Flanke der Durchlasskurve auf 50% des Scheitelwerts bei 5 MHz abgeglichen, und mit L10 werden die Kurvenscheitel angepasst. Dadurch wird das Farbartsignal bei 4,43 MHz mit einer Bandbreite von etwa ±1,3 MHz erhalten.

 

15.19 Ton-ZF-Signal und Farbartsignal werden gemeinsam demoduliert und anschließend getrennt.

 

In dieser Schaltung werden ebenfalls zwei Demodulatordioden verwendet, jedoch haben sie unterschiedliche Aufgaben. Die Ton-Zwischenfrequenz und das Farbartsignal werden an der Diode D1 gewonnen, während das Leuchtdichtesignal an der Diode D2 abgegriffen wird. Der Ausgangskreis des letzten Bild-Zf-Transistors besteht aus einem Breitbandfilter mit den Spulen L4 und L6 für die Mittenfrequenz von 37 MHz der Zf-Durchlaßkurve. Diese beiden Kreise sind über einen Sperrkreis mit der Spule L5 für die Frequenz von 33,8 MHz gekoppelt. Der Sperrkreis stellt die Tonträgerfalle für den Leuchtdichteverstärker dar und wird auf 33,8 MHz abgeglichen, um sicherzustellen, dass keine Tonstörungen im Bild auftreten, selbst bei einer Empfängerverstimmung von 300 bis 400 kHz. Die Diode D2 fungiert als Leuchtdichtedemodulator. Dahinter befindet sich ein Tiefpass mit der Induktivität L7, um restliche Hochfrequenzspannungen zurückzuhalten. Die Synchronsignale für das Amplitudensieb werden in einer folgenden Stufe des Leuchtdichteverstärkers abgegriffen.

Vor der Ton-Zf-Falle mit der Spule L5 wird die Spannung für den Farbart- und Ton-Zf-Verstärker abgezweigt. Dazu wird die Bildträgerfrequenz von 38,9 MHz durch einen Resonanzkreis mit der Spule L1 angehoben, damit ihre Amplitude auch bei Abstimmungsabweichungen des Tuners in Richtung 33 MHz ausreichend groß bleibt, um eine einwandfreie Mischung mit dem Farbträger zu gewährleisten.

Das nach der Diode D1 folgende Filternetzwerk besteht aus einer 5,5-MHz-Falle und einem Hochpass mit der Spule L3. Die Falle schwächt das Ton-Zf-Signal vor dem Farbartverstärker ab und verhindert gleichzeitig die Bildung von Interferenzstörungen bei 1,07 MHz im Farbartverstärker. Gleichzeitig dient sie dazu, die 5,5 MHz für den Ton-Zf-Verstärker auszukoppeln. Der Hochpass, der aus einem Widerstand von 5 kOhm, einem Kondensator von 5,6 pF und der Spule L3 besteht, sperrt Frequenzen unterhalb der Grenzfrequenz von 2 MHz für den Farbartverstärker, sodass er vorzugsweise mit dem Spektrum um die Frequenz von 4,43 MHz versorgt wird.

 

15.20 Demodulation mithilfe eines Ringdemodulators: Das modulierte Signal wird mit einem Trägersignal multipliziert, um die Modulationskomponente zu isolieren. Anschließend wird das ursprüngliche Basissignal durch geeignete Filterung wiederhergestellt.

 

Bei der Verwendung eines Ringmodulators mit multiplikativer Mischung zur Zf-Demodulation treten im Ausgang nur die Summen- und Differenzfrequenzen auf, während die ursprünglichen zu mischenden Frequenzen herausfallen. Der Ringmodulator ist eine Brückenschaltung mit vier in einem Leitungsring angeordneten Schaltdioden. An den Brückendiagonalen sind Übertrager mit Mittelanzapfung angeschlossen. Wenn nur eine Wechselspannung am Übertrager Ü1 oder den Eckpunkten A-C anliegt und die Brücke abgeglichen ist, liegt keine Spannung an der Diagonale B-D an. Infolgedessen ist auch keine Spannung an den Ausgangsklemmen E-F vorhanden, da der Punkt E ebenfalls auf der spannungslosen Diagonale B-D liegt und der Punkt F der Nullpunkt des Übertragers Ü1 ist. Dieselben Überlegungen gelten, wenn nur der Übertrager Ü2 Spannung führt.

Wenn jedoch gleichzeitig zwei verschiedene Frequenzen an die Übertrager Ü1 und Ü2 angelegt werden und die eine Spannung (z. B. mit der Frequenz fo) bedeutend größer ist als die andere, werden ihre Halbwellen paarweise je zwei Dioden der Brücke in Durchlassrichtung schalten. In diesem Fall fließt nur durch die gerade durchgeschalteten Dioden Strom der Frequenz fj. Die Ströme von f1 und f2 überlagern sich, und am Ausgang erscheinen die Mischprodukte f2 - f1 und f2 + f1, während die ursprünglichen Frequenzen f1 und f2, wie zuvor erläutert, nicht vorhanden bzw. unterdrückt sind. Die Brücke ist nur für die Mischprodukte unsymmetrisch und liefert eine Diagonalspannung. Diese Signale treten sauber und ohne gegenseitige Beeinflussung am Ausgang auf. Die gefährliche Störfrequenz von 1,07 MHz kann sich ebenfalls nicht bilden.

Um die reine Bildträgerfrequenz von fBT = 38,9 MHz zu erhalten, wird das gesamte Zf-Spektrum einer Begrenzerschaltung zugeführt. Die Begrenzerschwelle wird so eingestellt, dass die gesamte Amplitudenmodulation oberhalb des Weißpegels radikal abgeschnitten wird. Dadurch bleibt nur eine Rechteckspannung übrig, deren Grundfrequenz der Bildträgerfrequenz entspricht, da sie den eigentlichen Modulationsträger darstellt. Diese Rechteckspannung wird einem Resonanzkreis zugeführt, der auf fBT = 38,9 MHz abgestimmt ist. Dieser Kreis extrahiert dann aus der oberschwingungsreichen Rechteckspannung die sinusförmige Grundfrequenz. Diese dient als zweite Eingangsfrequenz für den Ringmodulator.

Die gesamte Schaltung kann heute elegant in Form eines integrierten Schaltkreises realisiert werden. Die Übertrager, der Ringmodulator und die Begrenzerstufen werden durch Transistorsysteme ersetzt, die so geschaltet sind, dass sie die gleiche Funktion erfüllen. Der Prüffeld- oder Servicetechniker muss dann

nur noch ein einziges Bauteil überprüfen und den extern angeschlossenen 38,9-MHz-Kreis auf die maximale videofrequente Ausgangsspannung abstimmen, da sich dadurch automatisch die richtige Mischfrequenz ergibt. Eine solche Anordnung ist in Form des integrierten Schaltkreises Typ TBA 440 vorhanden, der bereits in Bild 4.14 behandelt wurde. Die 5,5-MHz-Ton-Zwischenfrequenz kann leicht mit Hilfe eines Sperrkreises aus dem Gesamtspektrum am Ausgang ausgekoppelt werden.

 

Der Leuchtdichteverstärker

15.21 Frequenzantwortkurven des Helligkeitsverstärkers und des Farbverstärkers.

 

In Bild 15.21 werden die Durchlaßkurven und Bandbreiten für den Leuchtdichteverstärker und den Farbartverstärker dargestellt. Das Helligkeitssignal, das eine Bandbreite von etwa 5 MHz hat, wird im Leuchtdichteverstärker verstärkt. Die Durchlaßkurve des Leuchtdichteverstärkers (Kurve a) hat eine Bandbreite von rund 4,5 MHz und deckt somit den gesamten Bereich des Helligkeitssignals ab.

Der Farbartverstärker hat eine schmalere Bandbreite, die durch die Bandpaßwirkung der Selektionsmittel im Verstärker bestimmt wird. Die Durchlaßkurve des Farbartverstärkers (Kurve b) verläuft symmetrisch zur Farbträgerfrequenz und hat eine Bandbreite von grob geschätzten 4,43 ± 1,3 MHz. In der Regel wird die Kurve b durch Bandfilter so geformt, dass ein flacher Scheitel mit zwei Höckern entsteht. Hinter den Farbartdemodulatoren erhält man ein Frequenzband von 0...1,3 MHz. Somit hat der gesamte Farbteil eine deutlich geringere Bandbreite von 1,3 MHz im Vergleich zum Leuchtdichteverstärker, der eine Bandbreite von 5 MHz aufweist.

 

15.22 Blockschaltung eines Leuchtdichteverstärkers mit Verzögerungsleitung und Farbträgerfallkorrektur.

 

Bild 15.22 zeigt die Blockschaltung eines Leuchtdichteverstärkers eines Farbfernsehempfängers. Es werden zwei wichtige Zusätze erwähnt: die Verzögerungsleitung und die abschaltbare Farbträgerfalle.

Die Verzögerungsleitung wird benötigt, um sicherzustellen, dass das Helligkeitssignal und das Farbartsignal mit der gleichen Laufzeit an der Bildröhre ankommen. Da der breitbandige Leuchtdichteverstärker (0...5 MHz) eine kürzere Laufzeit aufweist als der schmalbandige Farbteil (0...1.3 MHz), würde es sonst zu zeitlichen Verschiebungen zwischen Helligkeit und Farbe kommen. Die Verzögerungsleitung sorgt dafür, dass beide Signale synchronisiert werden.

Die Farbträgerfalle dient dazu, das Farbartsignal zu unterdrücken und störende Effekte auf dem Bildschirm zu vermeiden. Obwohl die Durchlaßkurve im Zf-Teil und im Leuchtdichteverstärker bereits bei der Farbträgerfrequenz abgesenkt wird, ist es dennoch sinnvoll, die Farbinformation im Leuchtdichtekanal weiter zu unterdrücken. Dafür wird eine 4,43-MHz-Falle an geeigneter Stelle angebracht. Bei Schwarzweißsendungen wird die Falle automatisch ausgeschaltet, um die vollständige Übertragung der Signalfrequenzen zu ermöglichen.

Die eigentlichen Verstärkerstufen können je nach Design des Entwicklungslabors unterschiedlich angeordnet sein. In älteren Geräten bestehen sie aus drei bis vier Transistoren oder Röhrensystemen, während in neueren Geräten die Vorstufen oft in einer integrierten Schaltung kombiniert sind. Zusätzlich wird erwähnt, dass bei einem Farbfernsehempfänger die Schwarzwertstabilisierung wichtig ist, um sicherzustellen, dass die Signalpegel richtig eingestellt sind und die Farbmischungen korrekt sind. Eine Schwarzwert-Klemmstufe wird eingesetzt, um eine saubere Gleichspannungskopplung vom Verstärkereingang bis zur Bildröhre zu gewährleisten, falls dies nicht auf andere Weise möglich ist.

 

15.23 Dreistufiger Leuchtdichteverstärker mit Transistoren.

 

Bild 15.23 zeigt einen dreistufigen Leuchtdichteverstärker. Die erste Stufe mit dem Transistor T1 dient hauptsächlich der Trennung und Auskopplung der verschiedenen Signale. Das Leuchtdichtesignal wird in Gleichstromkopplung am Emitterwiderstand entnommen, während das Farbartsignal kapazitiv über einen 10-pF-Kondensator ausgekoppelt wird, da es noch mit der Farbträgerfrequenz von 4,43 MHz moduliert ist. Der Kondensator bildet mit dem Eingangswiderstand des Farbartverstärkers einen Hochpass, der das unerwünschte Spektrum von 0...3 MHz unterdrückt. Zusätzlich wird die benötigte Signalfolge für die Impulstrennstufe vom Kollektorkreis dieses Transistors abgenommen.

Im eigentlichen Helligkeitsverstärker folgt die Verzögerungsleitung mit einer Laufzeit von 0,8 ps. Diese Leitungen werden als spezielle Bauelemente geliefert, die auf dem Prinzip des Kettenleiters basieren und mit den richtigen Anpassungswiderständen abgeschlossen sein müssen. In diesem Fall sind die Widerstände 1,4 kΩ, 400 Ω und 1 kΩ im Leitungsweg vorhanden. Der 1-kΩ-Widerstand dient als Potentiometer zur Kontrasteinstellung, wobei eine geringere Signalspannung einen geringeren Bildkontrast ergibt, ähnlich wie bei einem Schwarzweißempfänger.

Im Leitungsweg vom Kollektor des Verstärkertransistors T2 zur Basis des Transistors T3 befinden sich zwei Sperrkreise für die Farbträgerfrequenz von 4,43 MHz und die Ton-Zwischenfrequenz von 5,5 MHz. Der Farbträgersperrkreis ist mit 3,3 kΩ gedämpft, um unerwünschte Schwingungen zu vermeiden. Es ist keine Abschaltung dieser Farbträgerfalle bei Schwarzweißsendungen vorgesehen. Der dritte Verstärkertransistor fungiert als Emitterfolger bzw. Impedanzwandler für den niederohmigen Y-Eingang der Farbmatrix. Es wird jedoch erwähnt, dass es je nach Schaltungsauslegung verschiedene Variationen geben kann.

 

15.24  Kontrasteinstellung über eine Brückenschaltung zur Aufrechterhaltung des Schwarzpegels.

 

Bild 15.24 zeigt einen Ausschnitt aus dem vorherigen Bild, um die Funktion der Schwarzwerthaltung bei Gleichspannungskopplung besser zu verdeutlichen. Der Kollektorwiderstand, der Transistor T1 und sein Emitterwiderstand bilden zusammen mit einem Spannungsteiler aus einem 2-kΩ-Widerstand und einem 500-Ω-Trimmpotentiometer eine Brückenschaltung. Diese Brücke ist so abgeglichen, dass an den beiden Abzweigpunkten jeweils 4 V Gleichspannung anliegen. Die Brückendiagonale, bestehend aus der Verzögerungsleitung und dem Kontrasteinsteller K, ist stromlos und frei von Gleichspannung. Allerdings führt sie die Signalwechselspannung, die am 1-kΩ-Emitterwiderstand des Transistors T1 abgegriffen wird. Durch den Schleifer des Kontrasteinstellers kann ein Teil der Signalspannung abgegriffen werden, ohne dass sich die Basis-Gleichspannung des Transistors T1 ändert. Dadurch werden die Gleichspannungspegel und somit der Schwarzwert festgehalten. Das 500-Ω-Trimmpotentiometer wird zum Abgleichen der Brücke und zum Einstellen des Grundschwarzwerts verwendet.

 

15.25 Beim Empfang von Schwarz-Weiß-Signalen wird der 4,43-MHz-Farbträger durch eine Schaltdiode kurzgeschlossen. 

 

Bild 15.25 zeigt ein Beispiel für eine abschaltbare Farbträgerfalle. In dieser Schaltung befindet sich die Farbträgerfalle als Serienschwingkreis zwischen der Y-Signalleitung und Masse. Parallel zur Spule ist eine Schaltdiode angeordnet. Die Anode der Diode erhält über einen Spannungsteiler (bestehend aus 3,3 kΩ und 560 Ω) eine Spannung von der Betriebsspannung und über die Spulenwicklung eine Gleichspannung von +3 V. Die Kathode der Diode erhält während des Farbempfangs eine Spannung von +11,5 V, die durch eine Regelautomatik gesteuert wird und vom Burstsignal abgeleitet wird. Dadurch ist die Kathode positiv gegenüber der Anode gepolt und die Diode sperrt, sodass die Spule der Farbträgerfalle unbeeinflusst arbeitet und Farbsignale im Helligkeitsverstärker ausgeblendet werden.

Wenn eine Schwarzweißsendung empfangen wird und kein Burstsignal vorhanden ist, fällt die Regelspannung auf +1,1 V ab. In diesem Fall ist die Diode mit 3 - 1,1 = +1,9 V in Durchlassrichtung vorgespannt. Die Diode schaltet durch und kurzschließt die Spule der Farbträgerfalle für die Wechselspannung. Dadurch wird die Sperrwirkung aufgehoben und die Bandbreite vergrößert sich. Das Schwarzweißbild erhält eine feinere Auflösung.

Diese Schaltung ermöglicht es, die Farbträgerfalle bei Schwarzweißsendungen automatisch auszuschalten, um eine bessere Bildqualität zu erzielen. Weitere Informationen zu diesem Thema finden sich auch in den Ausführungen zu Bild 4.03 und 4.21.

 

15.26 Eine fest eingestellte 4,43-MHz-Sperre besteht aus einem Doppelloch-Ferritkern, durch den eine U-förmige Hartpapierplatte mit gedruckten Leitungszügen gesteckt ist.

 

Bild 15.26 zeigt eine festeingestellte Farbträgerfalle, die im Leuchtdichteverstärker eines Telefunken-Empfängers verwendet wird. Um Empfänger mit hoher Beständigkeit und vereinfachtem Service zu schaffen, werden zunehmend Schwingkreise von Filtern und Fallen mit festen, unveränderlichen Werten konstruiert. In diesem Fall wird eine solche Falle verwendet, die aus einem Doppelloch-Ferritkern besteht.

Der Ferritkern hat definierte magnetische Eigenschaften und enge Toleranzen. Durch den Ferritkern ist eine Hartpapierplatte gesteckt, auf der gedruckte Spulenwindungen in U-Form angebracht sind. Die Windungen sind auf der Unterseite der Platte beim Tauchlöten miteinander verbunden.

Durch die Verwendung solcher fest eingestellten Farbträgerfallen, die auf präzisen und gleichbleibenden Abmessungen basieren und hochwertige Materialien wie Ferritkerne verwenden, wird der Abgleich der Falle überflüssig. Dies trägt zur Stabilität und Langlebigkeit des Empfängers bei und vereinfacht den Serviceprozess.

 

Farbartverstärker

 

15.31 bis 15.33 Gesamtkurve des Farbverstärkers.

 

Die Durchlaßkurven in den Bildern 15.31 bis 15.33 beschreiben den Frequenzbereich und die Bandbreite des Farbartverstärkers. Im Bild ist eine seitenverkehrte Durchlaßkurve dargestellt, um den Zusammenhang zum Farbartsignalverstärker besser zu verdeutlichen. Die Zwischenfrequenzwerte sind eingetragen. Nach dem Videodemodulator verläuft die Kurve genauso, jedoch mit einer Frequenz von 4,43 MHz für den Farbträger anstelle von 34,47 MHz.

Um den Flankenabfall der Durchlaßkurve des Bild-Zf-Verstärkers im Farbartverstärker auszugleichen, wird ein gegenläufiger Flankenabfall eingeführt. Dies wird erreicht, indem ein Schwingkreis im Farbartverstärker so verstimmt wird, dass bei 4,43 MHz nur 50% der Maximalspannung vorhanden sind, wie in Bild 15.32 dargestellt.

Weitere Schwingkreise im Farbartverstärker formen dann aus den beiden sich addierenden Kurventeilen vom Bild und  eine symmetrische Durchlaßkurve mit einem Höckerbandbreite von etwa 1,4 MHz, wie im Bild zu sehen ist. In diesem Prozess wird der Frequenzbereich von 0 bis 3 MHz, wie bereits erwähnt, im Farbartverstärker unterdrückt.

Es ist wichtig zu beachten, dass es sich bei der Farbinformation im Bild immer noch um ein geträgertes Signal handelt. Die eigentliche Farbinformation ist in Amplitudenmodulation um die unterdrückte Farbträgerfrequenz von 4,43 MHz angeordnet und muss noch demoduliert werden.

 

15.34 Durchlasskurve und Laufzeitkurve eines Farbverstärkers.

 

Die Gruppenlaufzeit im Farbartverstärker ist ein wichtiger Aspekt der Farbfernsehtechnik, da Farbtonverfälschungen auftreten können, wenn die Farbsignale unterschiedliche Laufzeiten haben. Das PAL-System kompensiert diese unvermeidlichen Laufzeitunterschiede auf dem Übertragungsweg im Empfänger. Es ist daher entscheidend, dass im Farbartverstärker keine zusätzlichen Phasendrehungen und unterschiedlichen Laufzeiten zwischen den einzelnen Farbfrequenzen entstehen.

Ein Teil der Entwicklungsarbeit besteht darin, nicht nur eine saubere Amplitudendurchlaßkurve im Farbartverstärker zu gewährleisten, wie in Bild 15.33 dargestellt, sondern auch den Phasengang bzw. die Gruppenlaufzeit im Durchlaßbereich gleichmäßig zu gestalten. Bild 15.34 zeigt ein Beispiel dafür. Zwischen 3 und 5 MHz bleibt die Gruppenlaufzeit tB innerhalb enger Grenzen. Erst außerhalb der Gesamtdurchlaßkurve werden die Abweichungen größer.

Unterschiedliche Gruppenlaufzeiten im Übertragungsbereich würden sich besonders deutlich bei plötzlichen Farbwechseln auswirken, zum Beispiel von Grün auf Rot. In diesem Fall würden die aneinandergrenzenden Farbflächen nicht sauber abgegrenzt erscheinen, sondern es könnten helle und dunkle Streifen nebeneinander entstehen.

Für den Prüffeld- und Servicetechniker ist es jedoch nicht erforderlich, sich mit diesen Problemen intensiv zu befassen. Ein gleichmäßiger Phasenverlauf ergibt sich automatisch, wenn die Durchlaßkurve entsprechend den Vorgaben abgeglichen ist - dies wird bereits bei der Entwicklung der Schaltung berücksichtigt. Dennoch ist es wichtig, ein Verständnis für diese Eigenschaften zu haben, um die Leistung und den Aufwand, der in den Filterkreisen von Fernsehempfängern steckt, angemessen würdigen zu können.

 

15.35 Farbsignalverstärker mit Abgleichelementen.

 

In der Prinzipschaltung eines Farbsignalverstärkers gemäß Bild 15.35 ist eine automatische Verstärkungsregelung erforderlich. Die vorhandene Regelschaltung im Tuner und im Bild-Zf-Verstärker reicht dafür nicht aus. Bei der schmalen und speziell abgeglichenen Durchlaßkurve des Farbartverstärkers besteht die Gefahr, dass bei geringen Tunerverstimmungen das Farbartsignal einseitig in den Durchlaßbereich fällt, was zu einer verringerten Verstärkung und einem geringeren Farbkontrast führt. Dieser Effekt wäre bei der manuellen Kanaleinstellung oder beim erstmaligen Einstellen der Programmtasten störend, da das Bild zunächst blass wäre und dann aufleuchten würde. Es könnte auch bei der automatischen Kanalabstimmung stören, wenn sich die Abstimmlage des Tuner-Oszillators ändert.

Um die Ausgangsspannung des Farbsignalverstärkers konstant zu halten, auch wenn sich die Eingangsspannung ändert, wird eine automatische Verstärkungsregelung verwendet. Die Regelspannung wird aus der vorhandenen Burstamplitude im Farbartverstärker abgeleitet, da sie auch ein Maß für die Gesamtamplitude ist. Diese Regelung wird auch als automatische Farbkontrastregelung bezeichnet. Sie zielt darauf ab, nicht nur die Verstärkung selbst, sondern auch den konstanten Farbkontrast zu gewährleisten, um sicherzustellen, dass die Farben immer die richtige Farbsättigung aufweisen. Dies wird auch als Farbsättigungsregelung bezeichnet.

In der gezeigten Schaltung erfolgt diese Regelung in der ersten Stufe des Farbsignalverstärkers. Die Verstärkung sinkt, wenn der Kollektorstrom ansteigt. Gleichzeitig steigt die Teilspannung über dem 3,9-kß-Widerstand in der Kollektorleitung. Dadurch wird die Spannung am Kollektor verringert, was die Regelwirkung verbessert.

Am Eingang des Verstärkers befindet sich ein Sperrkreis mit der Spule LI, der auf 1,8 MHz abgeglichen ist und einen großen Teil des nicht benötigten Frequenzbereichs unterhalb von 3 MHz unterdrückt. Die fest eingestellte Spule L2 bildet mit den Schaltkapazitäten einen auf 7 MHz abgestimmten Parallelschwingkreis, der die 5-MHz-Seite des Durchlaßbereichs anhebt. Das nach dem zweiten Transistor folgende Bandfilter formt die endgültige Durchlaßkurve. Die Eigenresonanz des Primärkreises mit der Spule L3 liegt bei 4,8 MHz, die des Sekundärkreises bei 3,5 MHz. In Verbindung mit der abfallenden Flanke des Bild-Zf-Verstärkers ergibt sich die gewünschte Bandpaßkurve.

Die Induktivität L4, die letzte Schwingkreisspule, ist niederohmig angezapft, um den 100-Q-Kontrasteinsteller und die folgende Verstärkerstufe anzupassen. An dieser Stelle wird auch das für den Burstverstärker benötigte Signal niederohmig abgegriffen.

 

Synchron-Demodulation

In Kapitel 2 wurden in den Bildern 2.34 bis 2.36 die Grundlagen dieses Verfahrens kurz erläutert. Die nachfolgende detaillierte Beschreibung behandelt auch die Bedingungen, wenn die Trägerfrequenz unterdrückt wird.

 

15.41 Ein Sägezahnsignal, das in Amplitudenmodulation übertragen wird.

 

Bild 15.41 bis 15.43 zeigt die AM-Modulation mit unterdrücktem Träger. Um die Vorgänge zu vereinfachen, betrachten wir vorerst das Farbartsignal als ein Zwischenfrequenzspektrum mit 1,3 MHz breiten Seitenbändern, wobei die Trägerfrequenz von 4,43 MHz im Sender unterdrückt wurde. Die AM-Demodulation erfolgt durch Herabmischen des Zf-Signalspektrums von 4,43 ± 1,3 MHz mit einer Oszillator- oder Trägerfrequenz von 4,43 MHz. Die Differenzfrequenzen ergeben dann das gewünschte Frequenzband von 0...1.3 MHz.

 

15.42 Das Sägezahnsignal moduliert die Trägerfrequenzspannung.

 

Um das Verfahren besser zu verstehen, betrachten wir die Hüllkurvendarstellung mit einer Zeitskala. Angenommen, das zu übertragende Modulationssignal Um hat die Form einer Sägezahnspannung, die in Bild 15.41 dargestellt ist. Bei normaler Amplitudenmodulation einer Trägerfrequenz ergibt sich gemäß Bild 15.42 ein hochfrequenter Schwingungsverlauf Um. Die Hüllkurven der Trägerfrequenz liegen symmetrisch zur mittleren Trägeramplitude.

Um den Träger zu unterdrücken, müssen wir in dieser Darstellung die mittleren Trägeramplituden zur Nullinie zusammenziehen. Das bedeutet, dass wir von jedem Kurvenpunkt in Bild 15.42 die mittlere Trägeramplitude subtrahieren müssen. Dadurch erhalten wir den Kurvenverlauf in Bild 15.43. Die beiden Hüllkurven schieben sich zur Nullinie und überlappen sich an der Stelle, an der auch der Sägezahn in Bild 15.41 durch Null geht. Die Kurvenstücke unterhalb der mittleren Trägeramplitude in Bild 15.42 wechseln in das negative Gebiet in Bild 15.43, da durch die Subtraktion der mittleren Trägeramplitude negative Werte entstehen. Dies entspricht dem negativen Bereich des ursprünglichen Sägezahnverlaufs in Bild 15.41. An der Stelle, an der das Signal in Bild 15.41 durch Null geht und das Vorzeichen wechselt, geschieht dies auch beim Modulationsspektrum mit unterdrücktem Träger in Bild 15.43. Ein Vorzeichenwechsel bedeutet eine Phasenverschiebung von 180° im Vergleich zu Bild 15.42.

Das stark zusammengeschrumpfte Signal U'in enthält daher die ursprüngliche Sägezahnmodulation vollständig. Es ist zu erkennen, dass ein solches Signal mit unterdrücktem Träger wesentlich geringere Spannungen aufweist als bei normaler Amplitudenmodulation nach Bild 15.42. Kleinere Spannungen werden jedoch weniger leicht übersteuert und führen zu weniger Störungen und Kreuzmodulationen mit anderen Signalen bei Mehrfachmodulation. Daher unterdrückt man den Hilfsträger bei Stereo-Rundfunk und den Farbträger bei Fernsehübertragungen, obwohl dies zusätzlichen Aufwand erfordert, um diese Frequenzen als "Hilfsträger" im Empfänger wieder zu erzeugen.

 

15.43 Modulationsverlauf bei unterdrücktem Träger.

 

Die Unterdrückung der Trägerfrequenz im Sender erfolgt durch selektive und steilflankige Sperrkreise, die die Trägerfrequenz herausfiltern und nur die in den Hüllkurven enthaltenen Seitenbänder übrig lassen. Die Farbartsignale bestehen aus solchen zeitlichen Modulationsverläufen wie in Bild 15.43. Wenn beispielsweise ein Farbbalken-Testbild übertragen wird, ist der Modulationsverlauf entlang einer Zeile nicht sägezahnförmig, sondern treppenförmig. Jeder Farbbalken ergibt eine Treppenstufe.

 

15.44 Durch Entfernen markierter Teile in Bild 15.47 eines Synchrondemodulators erhält man Kurvenabschnitte für die Hüllkurve des ursprünglichen Sägezahnsignals.

 

Bild 15.44 und 15.45 zeigen den Demodulationsprozess bei unterdrücktem Träger. Um die Modulation aus dem trägerfrequenten Signalverlauf U'in (siehe Bild 15.43) zurückzugewinnen, werden kurze Kurvenstücke in Abständen einer Trägerperiode herausgetastet. Ein elektronischer Schalter, der im Rhythmus der Trägerfrequenz gesteuert wird (wie durch die gestrichelten Linien in Bild 15.44 dargestellt), dient zum Heraustasten. Die herausgetasteten impulsartigen Spannungsstöße werden einem Tiefpass zugeführt, der diese Impulse glättet und siebt, ähnlich wie ein Siebglied hinter einem Hochfrequenz-Diodendemodulator. Dabei werden die Hochfrequenzanteile unterdrückt, und die Hüllkurve der Scheitelwerte dieser Impulsreihe stellt das ursprüngliche Modulationssignal von Bild 15.41 wieder her.

 

15.45 Die Spannung I in Bezug auf Bild 15.44, die über U- und die Schaltschmelze fließt, erzeugt positive Spitzen, die die Tastspannung darstellen.

 

Die Schaltspannung, die zum Heraustasten der Kurvenstücke benötigt wird, wird gemäß Bild 15.45 aus der künstlich wiederhergestellten Trägerfrequenzspannung Uc erzeugt. Diese Spannung wird mit ausreichender Amplitude auf stark negativ vorgespannte Schaltdioden gegeben, sodass nur die äußersten Kuppen der Sinuskurve die Schaltschwelle überwinden und die Diode öffnen, um für andere Spannungen und Ströme durchlässig zu sein. Die gestrichelten Verbindungslinien zwischen Bild 15.44 und 15.45 zeigen auch die Bedeutung der genauen Frequenz und Phasenlage dieses Hilfsträgers. Eine Phasenverschiebung der Halbwellen um 180° hätte zur Folge, dass anstelle eines heraustastenden Sägezahns mit abfallender Flanke ein falsches Signal mit ansteigender Flanke entstünde. Die Phasenlage eines vom Burst synchronisierten Farbhilfsträgers im Farbempfänger muss daher sehr genau eingehalten werden, insbesondere da das Farbartsignal aus zwei um 90° phasenverschobenen Informationen besteht.

 

15.46 Blockschaltung eines Synchrondemodulators.

 

Der Synchrondemodulator, dargestellt in Bild 15.46, ähnelt in seiner Wirkungsweise einem Ringmodulator gemäß Bild 15.20. Es handelt sich um eine Art multiplikativer Mischschaltung. Der Eingang E1 erhält das trägerfrequente Signal U'in, das mit dem Nutzsignal moduliert ist, während der andere Eingang E2 die unmodulierte Trägerfrequenz erhält. Die Differenzfrequenz am Ausgang ergibt dann das herabgemischte Nutzsignal bzw. die ursprüngliche Modulation U^j. Beim Synchrondemodulator wird die Trägerfrequenz verwendet, um periodisch nur einzelne Stücke aus dem modulierten Zf-Signal herauszutasten, entsprechend Bild 15.44 und 15.45. Je nach Betrachtungsweise ergibt sich im Endeffekt eine Hüllkurvenmodulation oder ein Herabmischen des Nutzsignals in das gewünschte Frequenzgebiet. Diese Funktion des Heraustastens wurde bereits kurz im Einleitungskapitel 2 beschrieben. Nun wird sie anhand einer etwas anderen Grundschaltung in Bild 15.47 ausführlicher erläutert.

 

15.47 Prinzipschaltung eines Synchrondemodulators mit abweichenden Eingängen für Signalfrequenz und Trägerfrequenz im Vergleich zu Bild 15.46.

 

In dieser Schaltung dient der im Empfänger erzeugte und durch die Burstschwingungszüge synchronisierte Farbhilfsträger mit f = 4,43 MHz als trägerfrequente Schaltspannung. Diese Schaltspannung wird einer Brückenschaltung zugeführt, bestehend aus einer symmetrischen Übertragerwicklung und zwei Dioden. Das trägerfrequente Farbartsignal mit Quadraturmodulation (R - Y) und (B - Y) liegt in der Brückendiagonale. Der Farbhilfsträger wird über einen auf 4,43 MHz abgestimmten Schwingkreis den anderen beiden Eckpunkten der Brücke zugeführt. Die Wirkung ist ähnlich wie in Bild 2.35 und 15.46, obwohl die Anordnung der Brückenäste bzw. Eingänge unterschiedlich ist.

Der Farbhilfsträger lädt über die Dioden abwechselnd die beiden Kapazitäten C fast bis auf den Scheitelwert auf. Die entstehenden Gleichspannungen sind so gepolt, dass die Dioden während des größten Teils der Schaltfrequenz sperren (Minus an Diodenanode, Plus an Kathode). Nur die Spitzen der positiven Halbwellen bewirken noch einen kurzen Stromstoß durch die Schaltdioden, wie in Bild 15.45 angedeutet. Während dieser kurzen Zeiten, in denen die Dioden durchschalten, werden die Kapazitäten C entsprechend dem Momentanwert der Farbartsignalspannung U'in in gleicher Richtung umgeladen. Die von der Schaltfrequenz herrührende Aufladung der Kondensatoren C hebt sich am Mittelpunkt der beiden Widerstände R auf. Es bleibt nur das gleichgerichtete, nun demodulierte Nutzsignal ohne Farbträger übrig. Das nachfolgende Drossel-Kondensator-Glied filtert außerdem Hochfrequenz-Reste oberhalb von 1,3 MHz heraus.

 

Burst-Ausgangsstufe

In der Blockschaltung in Bild 15.11' waren zwei Synchrondemodulatoren vorgesehen, einer für (R - Y) und einer für (B - Y). Jeder dieser Demodulatoren wurde mit der Farbhilfsträgerfrequenz FHT geschaltet. Später wird auf die Zusammenarbeit dieser beiden Stufen eingegangen. Jetzt soll jedoch zuerst die Austastung der Burstschwingungszüge aus dem FBAS-Signal besprochen werden. Diese Burstschwingungen dienen zur Synchronisierung des Farbhilfsträgers, der für die Funktion der Demodulatoren erforderlich ist.

 

15.48 Blockschaltung der Burstaustastung und der Regelspannungserzeugung für den Farbkontrast.

 

Bild 15.48 zeigt das Prinzip der Burstaustastung, das bereits in der Besprechung von Bild 15.11 erwähnt wurde. Der Burstverstärker hat die Aufgabe, die Burstschwingungszüge der Farbträgerfrequenz von 4,43 MHz aus dem gesamten FBAS-Signal herauszufiltern. Hierfür wird eine Koinzidenzschaltung oder ein UND-Gatter verwendet. Ein Eingang des Gatters erhält das vollständige FBAS-Signal aus dem Farbteil, während der andere Eingang durch den Zeilenrückschlagimpuls oder den Horizontal-Austastimpuls gesteuert wird, der auch im Farbempfänger benötigt wird. Während der Dauer dieses Impulses öffnet sich das Gatter. Der Synchronimpuls mit der Burstschwingung auf der Schwarzschulter des FBAS-Signals, der genau zum gleichen Zeitpunkt eintrifft, wird durchgelassen und verstärkt. Ein auf 4,43 MHz abgestimmter Resonanzkreis hebt diese Burstschwingungszüge heraus. Sie stehen dann an der Auskoppelwicklung zur Synchronisierung des Farbhilfsträgers zur Verfügung, während alle anderen Signale im Zeilenverlauf ausgeblendet sind.

Die Burstschwingungszüge werden auch als Farbsynchronimpulse bezeichnet, da sie zur Synchronisierung des im Gerät erzeugten Farbhilfsträgers dienen. Die Amplitude dieser Burstschwingungszüge wird auch zur Gewinnung der Regelspannung für die Farbkontrastautomatik des Farbartverstärkers verwendet. Dazu werden die Burstschwingungszüge einem Gleichrichter zugeführt und danach durch ein Siebglied mit hoher Zeitkonstante geschaltet. Die resultierende Gleichspannung dient als Regelspannung für den Farbkontrast des Farbartverstärkers (siehe Diagramm für Uh in Bild 15.48 oben rechts).

Wenn keine Farbübertragung vorliegt, sind keine Burstschwingungszüge vorhanden. In diesem Fall wird eine andere Tor-Schaltung aktiviert, die den gesamten Farbteil abschaltet. Das Gerät arbeitet dann ausschließlich als Schwarzweißempfänger. Einzelheiten zur Funktionsweise dieses Farbabschalters oder Farbkillers werden später besprochen.

 

15.49 Burstaustastung und Regelspannungserzeugung bei einem Farbfernsehempfänger von Metz.

 

Bild 15.49 und 15.50 zeigen die Burstverstärker, die weitgehend der Anordnung der Ein- und Ausgänge in der Blockschaltung von Bild 15.48 entsprechen. In Bild 15.49 wird das FBAS-Signal an die Schaltdiode D angelegt. Normalerweise ist die Diode gesperrt, da ihre Kathode über eine Spule LI auf Masse liegt und die Anode durch den Spannungsteiler 2,7 kOhm - 820 Ohm negativ vorgespannt ist. Der Eingang des Transistors T1 ist ebenfalls durch diese negative Vorspannung gesperrt. Während der kurzen Zeit der positiven Horizontal-Austastimpulse wird jedoch die Anode der Diode positiv relativ zur Kathode. Die Diode schaltet durch und der Verstärker wird entsperrt. Der Burst aus dem Synchronsignal gelangt dann zur Basis des Transistorverstärkers. Die Kollektorspulensatz L2 ist auf 4,43 MHz abgestimmt. An der Zweitwicklung erscheinen dann nur die verstärkten Burstschwingungen ohne Synchronisierungs- und Austastimpulse. Eine weitere Koppelwicklung auf diesem Spulensatz leitet die Burstspannung zum Transistor T2. An der Basis-Emitterdiode des Transistors wird der Burst gleichgerichtet und ein 47-nF-Kondensator wird in Abhängigkeit von der Burstamplitude negativ aufgeladen. Diese Spannung wird verstärkt und über ein Siebglied aus einem 12-kOhm-Widerstand und einem 2,2-uF-Kondensator dem Farbartverstärker als Regelspannung für die Kontrastregelung zugeführt.

 

15.50 Burstaustastung und Regelspannungserzeugung bei einem Farbfernsehempfänger von Blaupunkt.

 

In Bild 15.50 befindet sich die Schaltdiode in der Zuleitung des Horizontal-Austastimpulses. Die Anode der Diode ist positiv vorgespannt (+24 V über einen 12-kOhm-Widerstand), während die Kathode über einen 560-Ohm-Widerstand mit Masse verbunden ist. Die Diode ist durchgeschaltet und die Basis des Transistors ist auf Masse gelegt. Dadurch ist der Transistor gesperrt und seine Basis ist wechselspannungsmäßig über die Diode geerdet, wodurch das Farbartsignal am Eingang E1 keine Wirkung hat. Wenn jedoch der positive Horizontal-Austastimpuls am Eingang E2 anliegt, wird die Kathode der Schaltdiode D1 positiv relativ zur Anode.

Die Diode sperrt, die Basis wird von der +24-V-Spannung über den 12-kOhm-Widerstand aufgetastet und das am Eingang E1 anliegende Synchronsignal wird durchgelassen. Der aufgetastete und verstärkte Burstschwingungszug erscheint am Kollektorschwingkreis. Die Regelspannung für die Kontrastautomatik wird mit einer Diode D2 erzeugt und mit einem 0,1-pF-Kondensator geglättet. Eine Drossel Dr, die als Vorwiderstand dient, entkoppelt beide Ausgangsspannungen. Diese Burstverstärker dienen dazu, die Burstschwingungen aus dem FBAS-Signal zu extrahieren und für die Synchronisierung des Farbhilfsträgers sowie zur Kontrastregelung zu nutzen.

 

Erzeugung des Farbhilfsträgers

In der erweiterten Blockschaltung eines Farbfernsehempfängers in Bild 15.51 wird die genaue Funktion der verschiedenen Stufen betrachtet. Zunächst wird die Wiederherstellung eines kontinuierlichen Farbhilfsträgers aus den kurzen Burstschwingungszügen erklärt. Der Begriff Farbhilfsträger (FHT) wird verwendet, um ihn vom unterdrückten Farbträger im Sender zu unterscheiden und zu verdeutlichen, dass es sich um eine im Empfänger neu erzeugte Schwingung handelt, die jedoch exakt die Frequenz des im Sender verwendeten Farbträgers haben soll. Der Begriff "Referenzträger" wird in einigen Funktionsbeschreibungen verwendet, da der Farbhilfsträger nicht nur zum Schalten der Synchrondemodulatoren, sondern auch zur Phasenvergleichsstufe zurückgeführt wird. Der Ausdruck "Referenzträger" bezieht sich also auf diesen zurückgeführten Anteil, nicht auf den Farbhilfsträger im Allgemeinen.

 

15.51 Farbträger-Regenerierung in Blockschaltung.

 

Die Blockschaltung in Bild 15.51 zeigt den Farbhilfsträger, der die Synchrondemodulatoren für F(R_Y) und F(B_Y) steuert. Für den Demodulator F(R_Y) wird ein 90°-Phasenschieber in die Steuerleitung eingefügt, um den Demodulator um eine Viertelperiode zeitversetzt zu schalten, wie es für die Quadratur-Amplitudenmodulation (QUAM) erforderlich ist. In der Regel ist dieser Phasenschieber eng mit dem FHT-Oszillator kombiniert und tritt in der Gesamtschaltung kaum in Erscheinung.

Die erweiterte Blockschaltung in Bild 15.51 enthält noch nicht die Zusatzstufen, die für das PAL-System erforderlich sind. Das Schema gilt eher für einen Fernsehempfänger nach der amerikanischen NTSC-Norm. Durch diese schrittweise Einführung wird das Verständnis der Gesamtfunktionen erleichtert. Zunächst wird die Wiederherstellung des Farbträgers erklärt.

 

15.52 Aktive Farbträger-Regenerierung mit Phasenvergleichsschaltung.

 

In Bild 15.52 wird die Blockschaltung für die aktive Farbträger-Regenerierung dargestellt. Es gibt zwei Methoden zur Erzeugung des Farbhilfsträgers:

1. Die aktive Rückgewinnung: Hierbei wird ein selbstschwingender Oszillator mithilfe eines Regelkreises über eine Phasenvergleichsschaltung von den Burstschwingungen synchronisiert.

2. Die passive Farbträger-Regenerierung: Dabei werden die Burstschwingungen direkt zur Anregung eines hochwertigen Quarzschwingkreises verwendet, der langsam mit der aufgeprägten Frequenz des Bursts ausschwingt und beim nächsten Synchronimpuls erneut angeregt wird.

Zuerst wird das erste Verfahren beschrieben, die aktive Farbträger-Regenerierung. Regelkreise zur Synchronisierung eines Oszillators wurden bereits zuvor behandelt. Das Grundprinzip wurde im Beispiel des Zeilenfrequenzoszillators in Bild 8.51 gezeigt. Eine detailliertere Erläuterung erfolgte in Bild 10.35. Dasselbe Verfahren wird auch zur Synchronisierung des Farbhilfsträgers angewendet. Diese Schaltungsanordnung wird neuerdings auch als PLL (Phase Locked Loop) bezeichnet, was auf den phasengesteuerten Regelkreis hinweist.

Da eine hohe Frequenz- und Phasenstabilität erforderlich ist, wird die Farbhilfsträgerfrequenz von einem Quarzoszillator erzeugt. Selbst ein Quarz ist jedoch nicht so konstant, dass er von sich aus genau mit einer Genauigkeit von 0,75 Hz schwingt, wie es bei der Farbträgerfrequenz von 4,43361875 MHz erforderlich ist. Aus diesem Grund wird der Quarzoszillator kontinuierlich mithilfe des Regelkreises auf den exakten Sollwert nachgestimmt, der der genauen Burstfrequenz entspricht und zu den übrigen Signalen einer Farbsendung passt.

Gemäß Bild 15.52 dienen die Burstfrequenzschwingungen, die von der Burst-Austaststufe stammen, als Sollwert für eine Phasenvergleichsstufe. Die Quarzschwingungen werden als Istwert in diese Vergleichsstufe eingespeist. Die Differenz zwischen Sollwert und Istwert bildet eine Regelgleichspannung. Diese Spannung wird durch ein Tiefpass-Siebglied geglättet und steuert eine Kapazitätsdiode als Nachstimmglied. Die veränderliche Kapazität der Diode zieht den Quarzoszillator genau auf die Trägerfrequenz. Durch die Wirkung des Tiefpasses stellt sich auch die Phasenlage des Oszillators auf den Mittelwert der Burstphase ein, die beim PAL-System zwischen -45° und +45° umspringt. Auf diese Weise erzeugt der auf die richtige Frequenz nachgestimmte Quarzoszillator den Farbhilfsträger.

 

15.53 Phasenvergleichsstufe mit Dioden in Blockschaltung.

 

Bild 15.53 zeigt eine Phasenvergleichsschaltung, die auch oft als Phasendiskriminator bezeichnet wird. Es ist wichtig anzumerken, dass der Begriff "Phasendiskriminator" besser für FM-Demodulatoren in Rundfunkempfängern und im Tonteil von Fernsehempfängern verwendet wird. Die Wirkungsweise einer Phasenvergleichsschaltung wurde bereits in Bild 10.32 erläutert. In der dargestellten Anordnung werden die Halbwellen der Burstschwingungen die beiden 1-nF-Kondensatoren auf die gleiche Spitzenspannung, jedoch mit entgegengesetzter Polarität, aufladen. Am Verbindungspunkt M der beiden 500-kOhm-Widerstände beträgt die Spannung dann Null.

Die gleiche Wirkung tritt auch auf, wenn die Vergleichsfrequenz am zweiten Eingang eingespeist wird. Auch hier beträgt die Spannung am Punkt M Null, allerdings nur, wenn die Frequenz und Phase mit der Burstfrequenz übereinstimmen. Bei Phasenunterschieden entsteht eine Differenzspannung am Punkt M. Beim einfacheren amerikanischen NTSC-System folgen die Burstschwingungszüge kontinuierlich mit derselben Phasenlage aufeinander. Im eingestellten Zustand, wenn der neu erzeugte Farbhilfsträger in Phase und Frequenz genau mit den Burstschwingungen übereinstimmt, ist die Spannung am Punkt M tatsächlich Null.

Beim PAL-System wechselt die Phase der Burstschwingungen jedoch in den aufeinanderfolgenden Zeilen jeweils von -45° auf +45°. Das führt ebenfalls zu kleinen Differenzspannungen, die in der Polarität umschalten. Diese Spannungen sind jedoch untereinander gleich, und das nachfolgende Tiefpasssiebglied bildet ihren Mittelwert. Wenn die Frequenz des Farbhilfsträgers, also die des Quarzoszillators, in eine Richtung abweicht, entsteht eine echte Nachstimmspannung. Diese Spannung zieht den Oszillator wieder auf den richtigen Wert, bis der Mittelwert der Nachstimmspannung Null ist und der Quarzoszillator auf die Burstfrequenz eingerastet ist.

 

15.54 Phasenvergleichsstufe mit Transistoren

 

In der dargestellten Beispielanordnung wird eine Phasenvergleichsschaltung mit zwei Transistoren verwendet, um die Dioden eines Ringmodulators zu ersetzen. Die Burstfrequenz fB wird über einen Übertrager an die Basisanschlüsse der Transistoren angelegt. Die Vergleichsfrequenz fFHT, also der Farbhilfsträger, liegt an der Mittelanzapfung des Übertragers, also an der Brückendiagonale. Insgesamt ergibt sich auch hier bei Frequenz- und Phasengleichheit eine Spannung von Null am Punkt M bzw. nach dem Siebglied und bei Abweichungen eine entsprechende Nachstimmspannung.

Einige Details dieser Schaltung müssen nicht unbedingt gemerkt werden, insbesondere wenn sie in einen integrierten Mikrobaustein für den Servicetechniker übertragen wird, dürften sie kaum noch Bedeutung haben. Die Summenspannung von fB und fFHT wird über die in Reihe geschalteten Koppelkondensatoren (470 pF und 220 pF) am unteren Ende der Übertragerwicklung an die Basis des unteren Transistors angelegt. Der mittlere Basisstrom erzeugt am 2,2-MΩ-Widerstand die erforderliche Vorspannung. Die Zeitkonstante dieses Elements (2,2 MΩ - 0,1 pF) ist groß genug, um eine konstante Vorspannung auch bei langsamen Schwebungen aufgrund geringer Frequenzdifferenzen zwischen der Burstschwingung und dem Farbhilfsträger aufrechtzuerhalten. Das Emitterpotential des oberen Transistors bzw. die Spannung am Punkt M schwankt dagegen im Takt der Differenzfrequenz. Die 220-pF-Koppelkondensatoren bilden zusammen mit den Spulen L einen Hochpass, damit vorwiegend die trägerfrequenten Schwingungen die Basis steuern und die Transistoren nicht durch niedrige Differenzschwebungen übersteuert werden.

 

15.55 Schaltung eines Quarzoszillators mit "Ziehkondensator" C3.

 

Ein Schwingquarz kann durch Hinzufügen eines Trimmerkondensators in Reihe dazu verwendet werden, um die Eigenfrequenz des Resonanzkreises geringfügig zu verstimmen oder anzupassen. Dies ermöglicht beispielsweise die Feinabstimmung von Quarz gesteuerten Normalfrequenzanlagen oder Quarzuhren, um Resttoleranzen auszugleichen, die beim Herstellungsprozess des Quarzes oder bei großen Temperaturänderungen auftreten können.

Eine beliebte Schaltung für einen Quarzoszillator ist der Clapp-Oszillator. Dabei wirkt der Quarz als induktiver Blindwiderstand in einer kapazitiven Dreipunktschaltung. Die Teilspannung über dem Kondensator C1 wird zur Rückkopplung genutzt, während C3 als Ziehkondensator dient. Die Kapazitätswerte von C1 und C2 werden im Vergleich zu C3 groß gewählt (typischerweise 100...1000 pF), um den Einfluss der temperatur- und spannungsabhängigen inneren Kapazitäten des Transistors auf die Schwingfrequenz zu vernachlässigen. In endgültigen Schaltungen wird der Kondensator C3 oft durch eine steuerbare Kapazitätsdiode ersetzt, um eine feinere Frequenzanpassung zu ermöglichen.

 

15.56 Quarzoszillator mit Regelspannungsverstärker und Nachstimmdiode C3.

 

In Bild 15.56 ist der Transistor T2 zusammen mit dem Quarz Q und den Kondensatoren C1, C2 und C3 in der gleichen Grundschaltung wie im vorherigen Bild dargestellt. Der Kondensator C3 ist als Kapazitätsdiode ausgeführt und wird durch ein Widerstandsnetzwerk im Sperrgebiet vorgespannt. Die Nachstimmspannung Ur wird einem Regelspannungsverstärker mit dem Transistor T1 zugeführt. Die sich ändernde Kollektorspannung von T1, die beim Nachstimmen entsteht, steuert den Kapazitätswert der Diode, um den Quarzoszillator auf die richtige Frequenz einzustellen. In Bild 15.57 wird das Nachstimmverhalten dieser Schaltung gezeigt. Sie reagiert bereits auf Phasenwinkelabweichungen von weniger als 10°. Der Fangbereich FB und der Haltebereich HB betragen etwa ± 600 Hz, was wichtig ist, um auch kleinere Quarzfrequenzänderungen aufgrund von Temperaturänderungen auszugleichen.

Im Bild 15.56 ist der Farbhilfsträger am Emitter des Oszillatortransistors niederohmig abgekoppelt. Anstelle der Kapazitätsdiode als Nachstimmglied kann auch ein Röhrensystem verwendet werden, das als steuerbarer Blindwiderstand geschaltet ist. In einem neu entwickelten Farbfernsehempfänger namens Santiago Color von Blaupunkt wurde 1972 eine solche Schaltung eingeführt. Darüber hinaus wurden auch Anordnungen vorgeschlagen, bei denen der Quarzoszillator mithilfe von spannungsgesteuerten elektronischen Widerständen in Form von Feldeffekttransistoren nachgestimmt wird. In den Schaltbildern der Hersteller findet man das Nachstimmelement jeweils zwischen der Phasenvergleichsstufe und dem 4,43-MHz-Quarz des Farbhilfsträger-Oszillators.

 

15.57 Das Nachstimmverhalten eines Quarzoszillators für 4,43 MHz mit Fangbereich (FB) und Haltebereich (HB).

 

15.58 Passive Farbträger-Regenerierung mittels Quarz-Schwingschaltung.

 

Im Gegensatz zur aktiven Farbträger-Regenerierung kann auch eine passive Methode verwendet werden, um den Farbträger aus den Burstsignalen wiederherzustellen. Dabei wird der 4,43-MHz-Quarz direkt von den Burstschwingungen angeregt und zum kontinuierlichen Schwingen gebracht. In Bild 15.58 wird dieser Quarz als Serienresonanz-Quarzfilter betrachtet.

Der Transistor T1 stellt eine Burstverstärkerstufe dar, die mit einem LC-Resonanzkreis abgestimmt ist. Die Burstsignale werden niederohmig mit hoher Leistung über den unteren Teil der Sekundärwicklung ausgekoppelt und auf den Quarz Q als Filter übertragen. Der Quarz wird angeregt und schwingt kontinuierlich weiter, wie im Diagramm rechts unten dargestellt.

 Diese Schwingung wird im Transistor T2 mit dem abgestimmten Kollektorkreis auf 4,43 MHz nachverstärkt. Der geringe Amplitudenabfall innerhalb einer Zeilenperiode kann akzeptiert werden, solange die Sinuskuppen immer noch die Schaltschwelle der Synchrondemodulatoren gemäß Bild 15.45 überschreiten.

Bei NTSC-kompatiblen Empfängern führt diese Schaltung zu einer durchgehenden phasenstarren Farbhilfsträgerschwingung. Bei PAL-System-Empfängern tritt von Zeile zu Zeile eine kleine Phasendrehung aufgrund der umspringenden Burstphase auf. Der Quarz tendiert jedoch dazu, kontinuierlich weiterzuschwingen und eine mittlere Phasenlage einzunehmen. Der Phasenfehler bleibt gering und beeinträchtigt die praktische Funktion nicht.

Der 5-pF-Kondensator im oberen Zweig des Filters ist ein Neutralisationskondensator, der die Kapazität der Quarzhalterung kompensiert. Der Trimmerkondensator hinter dem Quarz wird ähnlich wie in Bild 15.55 verwendet, um die Quarzfrequenz auf den genauen Sollwert einzustellen. Dies wird durch Abgleichen auf das Amplitudenmaximum der Ausgangsschwingung mit Hilfe eines Oszillografen erreicht. Die Schaltung liefert dann den direkt aus den Burstsignalen gewonnenen Farbhilfsträger an den Ausgangsklemmen.

Die passive Farbträger-Regenerierung wurde in den Jahren 1967 und 1968 von Telefunken und Valvo gründlich untersucht und analysiert. Obwohl sie sich nicht weit verbreitet hat, ist es dennoch wichtig, ihre vergleichsweise einfache Funktion im Vergleich zur aktiven Oszillatorschaltung zu verstehen. In der Literatur wird diese Anordnung als passiver Farbträger-Regenerator oder auch als Quarzfilter bezeichnet.

 

15.59 Burstaustaststufe

 

Die Gesamtschaltung eines aktiven FHT-Oszillators, der eine aktive Farbträger-Regenerierung verwendet, ergibt sich aus den zuvor diskutierten Teilschaltungen. Das FBAS-Signal und die Horizontal-Austastimpulse werden der Burst-Austaststufe zugeführt. Die ausgetasteten Burstschwingungen dienen als Sollwert für die Phasenvergleichsstufe. Darüber hinaus wird im Transistor T2 die Regelspannung für die Kontrastautomatik des Farbsignalverstärkers abgegriffen.

Die Dioden D2 und D3 der Phasenvergleichsstufe erhalten als Istwert eine Teilspannung aus dem Kollektorkreis des FHT-Oszillators. In der Phasenvergleichsstufe entsteht zwischen den beiden 470-kOhm-Widerständen am Punkt B die Nachstimmspannung für die Kapazitätsdiode D4 des Quarzoszillators. Diese Nachstimmspannung wird zuvor durch einen Tiefpass geglättet, um die stoßartig auftretende Spannung bei jedem Burstschwingungszug zu dämpfen und bei PAL-Empfängern den Mittelwert der von -45° auf +45° umspringenden Burstphasen zu bilden. Eine zweite Brückenschaltung aus den beiden 330-kOhm-Widerständen mit dem Mittelpunkt A, jedoch ohne nachfolgenden Tiefpass, ist ebenfalls in die Schaltung integriert. Diese Schaltung hat eine Funktion, die später bei den speziellen PAL-Stufen erläutert wird. Aufgrund der umspringenden Burstphase entsteht am Punkt A eine rechteckförmige Wechselspannung, die zur Betätigung des Farbabschalters und als Steuerspannung für den PAL-Multivibrator verwendet wird.

Die regenerierte Farbträgerfrequenz bzw. der Farbhilfsträger steht nun am Kollektorschwingkreis des Oszillatortransistors T4 zur Verfügung. Der Istwert für die Phasenvergleichsstufe wird am kapazitiven Spannungsteiler des Schwingkreiskondensators abgegriffen. In dieser Leitung befindet sich ein Phasenschieber mit der angezapften Spule L, der die Phasenlage des Farbhilfsträgers an die Burstphasenlage anpasst, da in den Signalwegen FBAS-Eingang - Farbartsverstärker - Synchrondemodulator und FBAS-Eingang - FHT-Oszillator - Synchrondemodulator kleine Phasenunterschiede auftreten können. Der Phasenschieber hat eine ähnliche Funktion wie das Laufzeitglied im Leuchtdichteverstärker, ist jedoch weniger kritisch. Die Induktivität L ist fest eingestellt und erfordert keinen Abgleich.

Besonders wichtig ist das Trimmpotentiometer mit der Bezeichnung "F-Frequ." (Farbträgerfrequenz) und einem Wert von 2,5 kOhm. Es liefert der Phasenvergleichsstufe eine einstellbare Vorspannung. Über die Nachstimmstufe beeinflusst diese Vorspannung die Grundkapazität der Abstimmdiode und damit die Mittenf

requenz des Quarzoszillators im unsynchronisierten Zustand. Für diese Einstellung werden in der Regel genaue Abgleichvorschriften in den Serviceunterlagen angegeben. Wenn der FHT-Oszillator absichtlich außer Betrieb gesetzt wird, bewegt sich das auf dem Bildschirm erzeugte Farbsignal nach rechts oder links, ähnlich wie bei einem abweichenden Bildkipposzillator, der das Bild nach oben oder unten durchlaufen lässt. Daher muss das FHT-Einstellpotentiometer so justiert werden, dass es sich in der Mitte des Fangbereichs befindet.

Der Trimmwiderstand "FSG" (Farbsättigung) im Basiskreis des Transistors T2 beeinflusst die Höhe der Regelspannung für die Kontrastautomatik des Farbsignalverstärkers. Hierfür sind in den Serviceunterlagen der Hersteller Abgleichanweisungen enthalten.

Zurück zum Kollektorkreis des Quarzoszillators: Der Farbhilfsträger für den (B-Y)-Synchrondemodulator wird über eine symmetrische Auskoppelwicklung entnommen. Die trägerfrequente Schaltspannung zur Demodulation des Signals R-Y wird am Kollektor über eine Kapazität von 10 pF abgegriffen und erneut auf einen auf 4,43 MHz abgestimmten Schwingkreis gegeben. Die beiden gekoppelten Kreise, die über 10 pF miteinander verbunden sind und auf den Farbhilfsträger abgestimmt sind, bilden ein unterkritisch gekoppeltes Bandfilter. Ein solches Filter bewirkt eine Phasendrehung von 90° zwischen Eingangs- und Ausgangsspannung. Dadurch wird der Phasenschieber aus Bild 15.51 simuliert, der erforderlich ist, um die Doppelmodulation korrekt aus dem Farbartsignal auszutasten. Dieser Phasenschieber ist in den Gesamtschaltungen nicht als eigenständiges Bauteil erkennbar.

Mit den beiden um 90° phasenverschobenen Spannungen am Ausgang von Bild 15.59 können zwei Synchrondemodulatoren gemäß Bild 15.51 gesteuert werden, um die Signale B-Y und R-Y aus dem trägerfrequenten Farbartsignal auszutasten. Damit sind wir bereit für den nächsten Schritt, um die zusätzlichen Stufen zu erläutern, die für das vollständige PAL-System erforderlich sind.

 

 

15.60 Grundsätzliche Anordnung des FHT-Oszillators im Synchrondemodulator.

 

Bild 15.60 zeigt die Signaltrennung hinter dem Synchrondemodulator. Nachdem der Farbhilfsträger zur Verfügung steht, einschließlich der um 90° phasenverschobenen Komponenten, können wir die Demodulation des Farbsignals und die Trennung in (B-Y) und (R-Y) behandeln.

Ein vollständiger Synchrondemodulator für einen Farbempfänger besteht aus zwei gleichartigen Stufen. Obwohl sie in dieser Schaltung etwas anders aufgebaut sind als in Bild 15.47, erzielen sie den gleichen Effekt. Das doppelt modulierte Farbartsignal wird über die Kapazitäten Cl den Schaltdioden zugeführt. Die Schalt- bzw. Farbhilfsträgerfrequenz gelangt mit der richtigen Phasenlage über zwei Übertrager zu den Demodulatoren. Die Vorspannung über die Widerstände Ri und R2 stellt sich automatisch so ein, dass die beiden Dioden jeweils nur kurzzeitig von den Sinuskuppen der Schaltfrequenz geöffnet werden. Die leitende Diode legt das doppelt modulierte trägerfrequente Signal, das über die Kapazität Cl eintreffend, auf Nullpotential. Diese Kapazität Cl fungiert als Ladekapazität, von der das demodulierte Signal abgenommen wird. Ein Filter bestehend aus der Drossel Dr und einem 6-pF-Kondensator dient als Sieb- und Glättungsglied, und das Teilsignal R-Y kann am 10-kOhm-Potentiometer abgegriffen werden. Das Gleiche gilt für den unteren Zweig und das Teilsignal B-Y.

Die in Bild 15.60 dargestellten Diagramme entsprechen einem Zeilenverlauf, der mit einem Farbbalkensignal moduliert ist. Links am Eingang liegt das hochfrequente Farbartsignal F mit einer Trägerfrequenz von 4,43 MHz. Die Demodulatoren extrahieren daraus die dargestellten Farbdifferenzsignale (B-Y) und (R-Y). Mit Hilfe einer Matrixschaltung können aus diesen Differenzsignalen und dem Y-Signal, das aus dem Leuchtdichteverstärker kommt, die ursprünglichen Farbsignale R, G und B zurückgewonnen werden.

Die Schaltung in Bild 15.60, bei der das doppelt modulierte Farbartsignal direkt den Synchrondemodulatoren zugeführt wird, gilt für einen einfachen Empfänger ohne PAL-Zusatz, wie z. B. für einen amerikanischen NTSC-Empfänger. Das automatisch die Farbwiedergabe korrigierende PAL-System erfordert mehrere zusätzliche Stufen, deren Funktion im nächsten Kapitel erläutert wird.

 

16. Pal-Demodulation

Die Phasenverschiebungen und Phasenumkehrungen im PAL-System können in Zeigerdiagrammen veranschaulicht werden. Dabei verwenden wir die Ausdrücke U = B - Y und V = R - Y für die Farbdifferenzsignale anstelle der Kurzzeichen U und V. Das gesamte Farbartsignal Fy + v wird als F abgekürzt, und die trägerfrequenten Farbdifferenzsignale werden entsprechend als F(ß_y) und F(R_y) bezeichnet. Die Nulllage wird immer durch das Signal B - Y bzw. F(ß_y) dargestellt, wie in Bild 16.01 gezeigt.

 

16.01 Resultierendes Farbartsignal F durch Quadraturmodulation erzeugt.

 

Bei der Quadratur-Amplitudenmodulation wird das Signal R - Y auf einen zweiten um 90° phasenverschobenen Träger moduliert. Die beiden trägerfrequenten Schwingungen werden geometrisch addiert und ergeben das Farbartsignal F im Zeigerdiagramm, wie in Bild 16.01 dargestellt.

 

16.02 Farbartsignal Fa und Burst für Zeile a.

 

Im PAL-System gilt dies für die erste Zeile eines Bildes. Wir kennzeichnen sie als Zeile a und bezeichnen das geträgerte Farbartsignal für diese Zeile als Fa. Um im Empfänger die richtige Phasenlage für diese Zeile eindeutig zu identifizieren, wird im Sender der Burstschwingungszug für diese Zeile eine Phasenverschiebung von 45° gegenüber der Bezugsachse erhalten oder genauer gesagt, eine Phasenverschiebung von -45° gegenüber dem negativ gerichteten Achsenteil - (B - Y). Zur Vereinfachung nehmen wir an, dass bei einer Farbübertragung der Bildinhalt und somit die Anteile (B - Y) und (R - Y) von zwei zeitlich aufeinanderfolgenden Zeilen gleich geblieben wären.

 

16.03 Farbartsignal Fb und Burst für Zeile b

 

Für die nächste ausgestrahlte Zeile b wird im PAL-System im Sender das Signal R - Y um 180° invertiert. Das resultierende Farbartsignal Fb liegt nun spiegelbildlich zu Fa von der vorhergehenden Zeile, wie in Bild 16.03 dargestellt. Die Burstphase für diese Zeile b wird ebenfalls umgeschaltet und zwar um 45° nach unten geneigt, das heißt im Winkel von -45° zur Richtung - (B - Y). Diese Umkehrung wiederholt sich von Zeile zu Zeile. Zeile a hat eine normale Phasenlage, Zeile b hat eine künstliche Phasenumkehr, Zeile c hat wieder eine normale Lage usw. Bei jeder Zeile wechselt auch die Burstphasenlage, um eine bessere Orientierung zu ermöglichen.

 

16.04 Farbartsignal für die nächstfolgende Zeile c mit geändertem Rot- und Blauanteil.

 

Bild 16.04 zeigt ein solches Zeigerdiagramm für die dritte Zeile, also für Fc. Hier wurden bewusst andere Längen für B - Y und R - Y gewählt, da sich die Farbanteile tatsächlich ständig ändern, wenn eine bunte Bildzeile abgetastet wird. Dadurch ändern sich die Werte von R und B und somit auch die Amplituden von F.

Mathematisch gesehen rotiert dieser trägerfrequente Farbzeiger sogar mit einer Frequenz von 4,43 MHz, also 4,43 Millionen Mal pro Sekunde, um den Nullpunkt herum. Wenn an einer Stelle im Bild ein steiler Sprung auftritt, zum Beispiel von Blau zu Rot, muss der Zeiger sogar kurzzeitig etwas schneller drehen, um von der (B - Y)-Achse zur (R - Y)-Achse zu wechseln. Schnelleres Drehen bedeutet eine höhere Frequenz. Dies erklärt auch die Seitenbänder mit den Frequenzen 4,43 ± 1,3 MHz, die aufgrund der Modulation mit verschiedenen Farbsignalen auftreten. Doch lassen wir die mathematischen Zusammenhänge mit ihren Kosinusfunktionen und griechischen Buchstaben den wissenschaftlich orientierten Entwicklungsingenieuren überlassen und wenden wir uns nun der Schaltungstechnik zu. Es bleibt jedoch unvermeidlich, dass wir uns einige weitere Zeigerdiagramme ansehen müssen.

 

16.05 Auf dem Übertragungsweg eingetretener Phasenfehler + ßi für Zeile a.

 

Die Zeigerdiagramme in Bild 16.05 bis 16.08 befassen sich mit dem Empfangsteil des PAL-Verfahrens, das eine präzise und automatische Farbwiedergabe ermöglicht. Um dieses Ziel zu erreichen, muss die Phasenlagenumkehr jeder zweiten Zeile rückgängig gemacht werden. Diese Phasenlagenumkehr wird im Empfänger als Kennung verwendet, um festzustellen, ob eine Zeile den richtigen oder umgekehrten (R - Y)-Anteil aufweist.

Wenn die Zeilensignale Fa und Fb, die vom Sender ausgestrahlt werden, auf ihrem Weg durch Reflexionen oder andere Störungen einen voreilenden Phasenfehler ß erfahren, weichen die Farbartsignale von ihrem Sollwert ab. In Bild 16.05 ist zu sehen, dass das Farbartsignal für Zeile a um den Winkel ß1 in Richtung der (R - Y)-Achse abweicht, während das Signal für Zeile b, bei gleichem Phasenfehler ß2, sich der (B - Y)-Achse annähert.

Im Empfänger werden die beiden Istwerte der Signale Fa und Fb entsprechend Bild 16.07 kombiniert. Dabei wird das Signal Fb zurückgepolt und zeitlich mit dem Signal Fa synchronisiert. Unter Anwendung der Regeln der Vektorrechnung ergibt sich eine resultierende mittlere Spannung, die wieder in Richtung des Sollwerts von Bild 16.05 zeigt. Durch diese Kombination der Signale werden die unterwegs aufgetretenen Phasenfehler ß1 und ß2 sowie die entgegengesetzten Farbabweichungen aufgehoben.

Im echten PAL-Empfänger müssen zwei Schaltungsfunktionen durchgeführt werden, um eine korrekte Farbwiedergabe zu gewährleisten:

1. Zurückpolarisieren: Die Phasenlage jeder zweiten Zeile muss umgekehrt werden, d.h., sie wird um 180° verschoben. Dadurch wird sichergestellt, dass Zeilen mit umgekehrtem (R - Y)-Anteil richtig dargestellt werden.

2. Bildung eines Mittelwerts: Die Signale von zwei aufeinanderfolgenden Zeilen müssen zu einem mittleren Signal kombiniert werden. Dazu wird die vorhergehende Zeile um eine Zeilendauer von rund 64 µs verzögert bzw. gespeichert, um sie mit der nachfolgenden Zeile zusammenzubringen. Durch diese Kombination wird der ursprüngliche Sollwert des Farbartsignals wiederhergestellt.

Bei der Farbkompensation ist zu beachten, dass das resultierende Signal aus den Zeilen a und b wieder in die Richtung des ursprünglichen Sollwerts fällt. Allerdings ist die Amplitude des resultierenden Signals etwas schwächer als die des Sollwerts. Dies führt zu einer geringeren Farbsättigung im Bild. Um diesen Effekt auszugleichen, kann die Farbsättigung im Empfänger angepasst werden.

Das Standard-PAL-Verfahren bietet den Vorteil, dass die ursprüngliche Richtung des Farbartsignals F aus je zwei aufeinanderfolgenden Zeilen, die einen Phasenfehler aufweisen, im Empfänger wiederhergestellt wird. Dies funktioniert bis zu Phasendifferenzen von ± 40°. Theoretisch tritt dabei lediglich eine geringe Entfärbung auf, die jedoch durch Anpassung der Farbsättigung im Empfänger ausgeglichen werden kann. Dieses Verfahren ermöglicht eine präzise und genaue Farbwiedergabe im PAL-System.

16.06 Der gleiche Phasenfehler für die nach dem PAL-Verfahren folgende Zeile b.

 

16.07 Fehlwinkelkompensation im PAL-Empfänger für Bildstabilität.

 

16.08 Bei kleinen Phasen-Fehlwinkeln kann man auf die elektrische Mittelwertbildung verzichten, denn das menschliche Auge bildet selbst einen optischen Mittelwert.

 

Die zusätzlichen PAL-Stufen

In Bild 16.11 wird die Blockschaltung eines PAL-Empfängers mit den zusätzlichen Komponenten dargestellt, die bisher noch nicht besprochen wurden. Diese Zusatzstufen sind durch Schattierung hervorgehoben. Es handelt sich um:

1. PAL-Decoder oder PAL-Demodulator: Diese Stufe umfasst ein 64-µs-Laufzeitglied und eine Addierstufe. Das Laufzeitglied verzögert jedes Zeilensignal um 64 µs. In der Addierstufe werden das verzögerte Zeilensignal und das folgende Zeilensignal zum gleichen Zeitpunkt zusammengeführt und das Summensignal gebildet. Eine wichtige Funktion des PAL-Decoders besteht darin, die Doppelmodulation zu trennen. An den Ausgängen liefert er zwei trägerfrequente Signale, wobei das eine nur die Komponente R - Y enthält und das andere nur B - Y. Diese Informationen werden den bereits bekannten Synchrondemodulatoren zugeführt.

2. Umpolung des (R - Y)-Signals: Bei jeder zweiten Zeile muss das (R - Y)-Signal umgepolt werden. Dies wird in Bild 16.11 erreicht, indem der Farbhilfsträger für diesen Demodulator bei jeder zweiten Zeile um 180° umgepolt wird. Dadurch werden um 180° versetzte Kurvenstücke aus dem trägerfrequenten Farbartsignal abgetastet, und das Ziel wird erreicht.

Die Umpolung von 0° auf 180° erfolgt mithilfe eines Phasenschiebers oberhalb des (R - Y)-Demodulators. Das Umschalten bei jeder zweiten Zeile erfordert eine Schaltung mit halber Zeilenfrequenz. Neben der Standard-Zeilen- oder Vertikalfrequenz von 15.625 Hz ist daher eine Hilfsfrequenz von 15.625 : 2 = 7.812,5 Hz, abgerundet 7,8 kHz, erforderlich.

Man könnte darüber nachdenken, diese Hilfsfrequenz mithilfe eines Frequenzteilers abzuleiten, der die Zeilenfrequenz halbiert. Dies würde jedoch zu Phasenfehlern führen, die für einen Farbempfänger nachteilig sind. Außerdem muss diese Umschaltung von 0° auf 180° immer für die Zeilen b, d, f usw. erfolgen, die tatsächlich im Sender umgepolt wurden und durch die Burstphasenlage von -45° nach Bild 16.03 gekennzeichnet sind. Daher wird diese Pal-Kennung aus der Phasenvergleichsstufe des Farbhilfsträgeroszillators abgeleitet. Dies wird durch die dritte neue Schaltungsgruppe in Bild 16.11 realisiert.

3. Phasenvergleichsstufe: In dieser Stufe wird der Phasenvergleichsimpuls, der vom Burstverstärker stammt und einen gewissen Drall zum Umspringen bei jeder zweiten Zeile aufweist, verwendet, um einen 7,8-kHz-Oszillator zu synchronisieren. Da eine Sinusspannung mit sanften Anstiegsflanken nicht genau geschaltet werden kann, steuert der Phasenvergleichsimpuls eine Flipflop-Stufe an. Diese wandelt die Sinusspannung in eine Rechteckspannung um, und die steilen Flankenanstiege werden als Umschaltimpulse für den 0°/180°-Phasenschieber verwendet

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16.11 Blockschaltung eines Farbfernsehempfängers mit den PAL-Zusätzen.

 

Zusätzlich zum umschaltbaren Phasenschieber muss das System einen festen 90°-Phasenschieber enthalten, der für die Demodulation der Quadraturmodulation erforderlich ist. Bisher war dieser Phasenschieber immer für den (R - Y)-Demodulator vorgesehen. Allerdings kann man auch anstelle von (R - Y) mit φ = +90° zu schalten, (B - Y) mit φ = -90° schalten. Daher befindet sich in Bild 16.11 ein 90°-Phasenschieber in der Farbhilfsträgerzuleitung zum (B - Y)-Demodulator. Die erforderliche Phasenlage kann einfach durch entsprechende Polung einer Spulenwicklung erreicht werden.

Es gibt auch andere Möglichkeiten, sowohl die 90°-Austastung für die Quadraturmodulation als auch die 0°/180°-Umschaltung für PAL durchzuführen. Es ist daher nicht überraschend, dass in verschiedenen Blockschaltungen unterschiedliche Anordnungen zu finden sind. In detaillierten Gesamtschaltbildern ist der 90°-Phasenschieber oft schwer erkennbar, da er häufig durch eine Bandfilterfunktion realisiert wird, wie in Bild 15.59 gezeigt. Bei integrierten Schaltungen sind die internen Verbindungen ebenfalls schwer zu verstehen. Dennoch ist es wichtig, die Grundprinzipien zu verstehen. Hier sind einige Varianten dieser Schaltungsanordnungen zu sehen.

 

In den vorherigen Erklärungen haben wir bereits die Schaltungsvarianten für die PAL-Umschaltung besprochen. Hier sind weitere Varianten, die in den Abbildungen 16.12 und 16.13 dargestellt sind:

 

16.12 PAL-Umschaltung des Farbhilfsträgers.

 

1. Abbildung 16.12:
- B - Y wird mit φ = 0° vom Farbhilfsträger geschaltet.
- R - Y wird mit φ = 90° und zusätzlich mit 0°/180°, also insgesamt mit 90°/270°, vom Farbhilfsträger geschaltet.

 

16.13 PAL-Umschaltung im Kanal des Farbartsignals.

 

2. Abbildung 16.13:
- B - Y wird mit φ = 0° vom Farbhilfsträger geschaltet.
- R - Y wird mit φ = 90° vom Farbhilfsträger geschaltet.
- Das trägerfrequente Signal F(R-Y) wird mit +90°/-90° geschaltet.

Diese Schaltungsvarianten ermöglichen eine sinnvolle Umkehrung der (R - Y)-Information von Zeile zu Zeile, ähnlich wie bei der Modulation im Sender. Insbesondere die Variante in Abbildung 16.13 stellt dies noch deutlicher dar, da das (R - Y)-Signal selbst umgepolt wird. Dieses Verfahren funktioniert auch ohne die Addierstufe und die Verzögerungsleitung, indem das gesamte Farbartsignal F direkt dem (B - Y)-Demodulator und gleichzeitig dem +90°/-90°-Umschalter zugeführt wird. Dadurch erhält man einen Einfach-PAL-Empfänger, bei dem kleine Phasenfehler optisch gemittelt werden.

Es gibt auch eine weitere Variante, bei der ein 90°-Phasenschieber in die Rückführungsleitung vom Farbhilfsträgeroszillator zur Phasenvergleichsstufe eingefügt wird. Dadurch liefert der Oszillator bereits eine um 90° phasenverschobene Spannung. Diese wird zum Schalten von B - Y verwendet, während R - Y den umschaltbaren 90°/270°-Schalter für den Farbhilfsträger erhält. Diese Variante ähnelt der zuvor genannten Variante unter Punkt 1.

Es ist wichtig zu beachten, dass in den Schaltungsdiagrammen der verschiedenen Hersteller oft unterschiedliche Anordnungen und Varianten zu finden sind. Die grundlegenden Prinzipien bleiben jedoch unverändert.

 

16.14 Prinzip eines Pal-Laufzeitdemodulators

 

In Bild 16.14 wird die Funktion des PAL-Laufzeitdemodulators erklärt. Um die PAL-Phase-Umschaltung zu realisieren, muss das Zeilensignal Fa um eine Verzögerung von 64 µs verschoben werden, damit es mit dem Signal Fb der nächsten Zeile addiert werden kann. Dieses Prinzip gilt auch für die nachfolgenden Zeilenpaare Fb: Fc, Fc: Fd usw. Der PAL-Laufzeitdemodulator in Bild 16.11 erfüllt diese Aufgabe. Er verzögert die Signale und führt sie in der Addierstufe zusammen. In der Addierstufe werden nicht nur die Werte der aufeinanderfolgenden Zeilen addiert, sondern auch das doppeltmodulierte Farbartsignal F in die beiden immer noch trägerfrequenten Teilsignale F(R-Y) und F(B-Y) getrennt. Diese Teilsignale werden den entsprechenden Synchrondemodulatoren zugeführt.

Die rechnerische Funktion des Laufzeitdecoders kann anhand von Bild 16.14 erklärt werden. Die trägerfrequenten Farbartsignale der aufeinanderfolgenden Zeilen bestehen in vereinfachter Form aus den Komponenten:

Zeile a: Fa = + F(ß-Y) + F(R-Y)
Zeile b: Fb = + F(ß-Y) - F(R-Y)
Zeile c: Fc = + F(B-Y) + F(R-Y)

Um die Übersicht zu verbessern, werden die trägerfrequenten Farbdifferenzsignale vorübergehend durch große Buchstaben ersetzt:

F(B-Y) = U und F(R-Y) = V

Dann lauten die vereinfachten Zeilensignale:

Zeile a: Fa = L + V
Zeile b: Fb = U - V
Zeile c: Fc = U + V

Diese Signale werden nacheinander über symmetrische Sekundärwicklungen eines Übertragers in Bild 16.14 geführt. Das Signal am oberen Ende der Wicklung speist die Ultraschall-Laufzeitleitung VL1, deren Funktion bereits in Bild 14.26 und 14.28 erläutert wurde. Die Verzögerungszeit der Laufzeitleitung wird durch das Schleifen des Glaskörpers festgelegt. Um eine genauere Verzögerungszeit zu erreichen, wird etwas mehr abgeschliffen, sodass die Verzögerungszeit etwas geringer ist. Zusätzlich wird eine einstellbare Verzögerungsleitung VL2 in den Signalweg eingefügt, um die Gesamtverzögerung auf die genaue Zeilenlaufzeit von 63,943 µs, also rund 64 µs, abzustimmen.

Nachdem das Signal der Zeile a die Verzögerungsleitung durchlaufen hat, liegt es als -Fa um 180° gegenüber dem Eingangssignal gedreht am Ausgang der Leitung an den Punkten A und B an, über die Widerstände R2 und R1. Zu diesem Zeitpunkt ist das Signal Fb bereits am Eingangsübertrager vorhanden und erscheint mit + Fb und - Fb an den Enden der zur Phasenumkehr dienenden symmetrischen Sekundärwicklung. Diese Spannungen gelangen über die Widerstände R1 und R3 zu den Punkten A und B. Am Punkt A ergibt sich:

-Fa + Fb = -(U + V) + (U - V) = -U - V + U - V = -2V

Am Punkt B ergibt sich:

-Fa - Fb = -(U + V) - (U - V) = -U - V - U + V = -2U

An Punkt A werden die Signale subtrahiert, an Punkt B addiert. Dies hat zwei wichtige Auswirkungen:
1. Die Informationen F(R-Y) und F(B-Y) stehen nun getrennt zur Verfügung, jedoch noch trägerfrequent.
2. Die Summen 2U und 2V bedeuten, dass die Spannungen von zwei aufeinanderfolgenden Signalen nun zum gleichen Zeitpunkt addiert werden. Bei Eintritt der dritten Zeile mit dem Signal Fc ergibt sich sinngemäß am Punkt A:

-Fb + Fc = -(U - V) + (U + V) = -U + V + U + V = +2V

Am Punkt B ergibt sich:

-Fb - Fc = -(U - V) - (U + V) = -U + V - U + V = -2U

Somit liegt am Punkt B wieder ein Zeilensignal -2V, also -2F(B-Y), mit dem gleichen Vorzeichen vor. Am Punkt A dagegen, also im Kanal für F(R-Y), hat das Vorzeichen gewechselt. Die Signale am Ausgang stellen bereits die Summe von jeweils zwei Zeilensignalen dar. Das Signal für F(R-Y) wechselt jedoch von Zeile zu Zeile das Vorzeichen, wie es beim PAL-Verfahren beabsichtigt ist. Aus diesem Grund stehen an diesem Ausgang des Decoders die Vorzeichen - (+), um anzuzeigen, dass das Vorzeichen nacheinander wechselt. Die Schreibweise ±V, die oft aus Gründen der Kürze verwendet wird, ist eigentlich nicht ganz so logisch, da sie normalerweise Gleichzeitigkeit und nicht Nacheinanderkeit bedeutet.

Um das Vorzeichenwechseln von Zeile zu Zeile rückgängig zu machen, muss hinter dem Laufzeitdemodulator ein zeilenfrequenter Schalter wie in Bild 16.12 angeordnet werden, damit der gewünschte Phasenfehlerausgleich stattfindet. Das Signal am Punkt B behält stets das gleiche Vorzeichen und muss nicht von Zeile zu Zeile umgeschaltet werden. Das rechnerische Minuszeichen kann in der Empfängerschaltung leicht mit Hilfe eines Übertragers oder einer Inverterstufe beseitigt werden.

Zusätzlich gibt es eine kleine Verzögerungsleitung VL2 in Bild 16.14, die dazu dient, die exakte Zeilenlaufzeit einzustellen. Diese Verzögerungsleitung kann auch an einer anderen Stelle der Schaltung platziert werden. Bei einigen Geräten werden Laufzeittoleranzen auch durch Abgleichen der Induktivität des Ausgangsübertragers Ü2 ausgeglichen. In dem hochfrequenten Bereich um 4,43 MHz bewirken geringe Änderungen der Induktivität bereits Phasenänderungen und können somit zur genauen Einstellung der Laufzeit verwendet werden.

In jedem PAL-Decoder ist außerdem ein Trimmpotentiometer erforderlich, um die Amplitude des unverzögerten Signals vor der Addierstufe auf den Wert des verzögerten Signals herabzusetzen, da die Laufzeitleitung auch eine Dämpfung bewirkt. Damit beide Signale die gleiche Amplitude haben, müssen sie entsprechend angepasst werden. Die genauen Abgleichvorgänge für den Phasen- und Amplitudenabgleich eines PAL-Decoders sind in den Serviceunterlagen beschrieben. Ein Kriterium für einen korrekten Abgleich ist, dass bei einem Farbbalkentestbild keine Streifenbildung oder "Jalousie-Effekt" in den roten oder blauen Balken sichtbar sein darf. Ein solcher Fehler würde bedeuten, dass die am Ausgang des Decoders erscheinenden Signale F(R-Y) und F(B-Y) nicht mehr im richtigen Verhältnis zueinander stehen.

 

16.15 Zeigerdiagramme für die Ausgangsspannungen eines PAL-Decoders bei aufeinanderfolgenden Zeilensignalen.

 

Im Bild 16.15 werden die Phasenlagen der Ausgangsspannungen des PAL-Decoders schematisch in Zeigerdiagrammen dargestellt. Der Ausgang V repräsentiert die Anteile für F(R-Y) und der Ausgang U repräsentiert die F(B-Y)-Signale. Die Zeiger für F(R-Y) sind um 90° zur Bezugsachse gedreht und haben abwechselnd positive und negative Vorzeichen. Die Zeiger für F(B-Y) sind immer in der gleichen Richtung ausgerichtet. Die Darstellung in positiver Richtung ermöglicht einen besseren Vergleich mit dem Rotdifferenzsignal.

Es ist wichtig zu beachten, dass diese neuen Zeilensignale aus der Addition von zwei aufeinanderfolgenden Zeilen a + b, b + c usw. entstehen. Dieses Prinzip der Bildung der neuen Zeilensignale aus der Summe von zwei zeitlich aufeinanderfolgenden Zeilen ist grundlegend für das PAL-Verfahren.

Die neu gebildeten Zeilen werden aufgrund der 64-µs-Verzögerung jeweils eine Zeile tiefer auf dem Bildschirm angezeigt als beim Schwarzweißempfang. Dies hat jedoch keinen Einfluss auf den Gesamteindruck des Bildes. Das gilt auch für die dazwischenliegenden Zeilen des anderen Halbbildes, die jeweils 1/50 s später eintreffen.

In ähnlicher Weise setzt sich dieses Schema bei den nächsten Teilbildern fort. Die Zeilenpaare 1 und 3 ergeben eine neue Zeile 2, die Zeilenpaare 3 und 5 ergeben eine neue Zeile 4, und so weiter. Dieser Zyklus wiederholt sich entsprechend der Zeilenstruktur des PAL-Verfahrens.

 

16.16 Erweiterte Schaltung eines PAL-Decoders.

 

Die Gesamtschaltung eines PAL-Decoders, wie sie in Bild 16.16 dargestellt ist, basiert auf der Grundschaltung aus Bild 16.14, ermöglicht jedoch verschiedene Modifikationen. Eine wesentliche Anforderung besteht darin, dass die Verzögerungsleitung VL 1 niederohmig angepasst sein muss, da die Umwandlung von elektrischer Spannung in Ultraschall und zurück eine gewisse Leistung erfordert. Zu diesem Zweck dienen die Übertrager Ü1 und Ü2. Durch die Einstellung des Spulenkerns am zweiten Übertrager kann die Gesamtverzögerungszeit auf den genauen Sollwert abgeglichen werden. VL 2 stellt ein weiteres festes Korrekturglied dar. Die Serieninduktivität L1, die parallel zu einem Widerstand von 39 kOhm geschaltet ist, dient der Frequenzgangkorrektur.

Die Addierstufe, die die verzögerten und unverzögerten Signale zusammenführt, ist in dieser Schaltung anders angeordnet als in Bild 16.14, hat jedoch die gleiche Funktion. Die Wicklung L2 entspricht dabei in ihrer Wirkung der Sekundärwicklung des Übertragers Ü1 aus Bild 16.14.

Es ist wichtig zu beachten, dass eine solche Decodierschaltung natürlich mit Transistoren betrieben wird, was durch die dargestellte Betriebsspannungsquelle U1 angedeutet ist. Bild 14.29 zeigt bereits ein Beispiel für eine solche Transistorisierung. In diesem Beispiel werden übrigens zwei Brückenwiderstände der Addierschaltung durch Transistoren ersetzt.

Die Gesamtschaltung eines PAL-Decoders ist ein komplexes System, das eine präzise Verzögerungsleitung, Korrekturglieder und eine sorgfältige Anpassung erfordert, um eine zuverlässige Farbdecodierung gemäß dem PAL-Verfahren zu gewährleisten. Transistoren werden verwendet, um die erforderlichen Verstärkungs- und Schaltfunktionen bereitzustellen, während Übertrager und andere Komponenten zur Signalverarbeitung und Anpassung dienen.

 

16.17 PAL-Decoder mit Leistungs-Vorstufe ohne Übertrager.

 

In Bild 16.17 ist das Prinzip eines PAL-Decoders ohne Übertrager dargestellt. Wenn ausreichend leistungsfähige Verstärkerstufen zur Verfügung stehen, ist es möglich, einen PAL-Decoder ohne den Einsatz von Übertragern aufzubauen. Dies bietet Vorteile bei der Verwendung von integrierten Schaltungen und kann unter Umständen auch zu niedrigeren Kosten führen, da die Herstellung von Spulen teurer ist als die Integration von Schaltkreisen.

Bei dieser Variante des PAL-Decoders werden die Funktionen der Übertrager durch Verstärkerstufen realisiert. Diese Verstärker übernehmen die Aufgabe der Signalverarbeitung, Verzögerung und Anpassung, die normalerweise durch Übertrager erreicht wird. Durch den Einsatz von Verstärkerstufen können kompakte und kostengünstige Designs realisiert werden.

Es ist zu beachten, dass der PAL-Decoder ohne Übertrager eine sorgfältige Entwicklung und Abstimmung erfordert, um sicherzustellen, dass die erforderlichen Funktionen und Leistungsanforderungen erfüllt werden. Die Auswahl und Konfiguration der Verstärkerstufen sowie die Berücksichtigung von Signalverzögerungen und Anpassungen sind entscheidend für die ordnungsgemäße Funktion des PAL-Decoders. Diese Variante des PAL-Decoders ermöglicht eine alternative Implementierungsmethode und kann je nach Anwendungsfall und technischen Anforderungen eine attraktive Option sein.

 

Der PAL-Zeilenschalter

In den Bildern 16.21 bis 16.24 wird die Burstphase und die Pal-Kennung näher erläutert.

 

16.21 Phasenlagen von Farbartsignalen und Burstschwingungen für zwei aufeinanderfolgende Zeilen.

 

In Bild 16.21 ist dargestellt, dass die 4,43-MHz-Schwingung im Burst von Zeile zu Zeile um ± 45° gegenüber der Achse — (B — Y) wechselt. Diese Phasenverschiebung wird für die Farbhilfsträgersynchronisierung in der Phasenvergleichsstufe verwendet, wie in Bild 16.22 gezeigt.

 

16.22 Phasenvergleichsstufe für die Farbhilfsträgersynchronisierung mit separaten Brückengliedern für die Regelspannung und die 7,8-kHz-Kennimpulse.

 

Die Burstschwingungen dienen als Sollwert und die 4,43-MHz-Schwingungen aus dem Quarzoszillator als Istwert. Die resultierende Regelspannung Ur entspricht der mittleren Burstphasenlage in Richtung — (B — Y). Die Steuerspannung für die Nachstimm-Diode des Quarzoszillators wird durch ein Tiefpaßglied geglättet und beruhigt, so dass sie nicht auf die Umspringen der Burstphase reagiert. Die Regelspannung bewirkt jedoch, dass der Quarzoszillator versucht, die Phase des Bursts bei jeder Zeile um ± 45° nachzuahmen.

 

16.23 Regelspannung und Kennimpulse werden am gleichen Spannungsteiler abgegriffen.

 

In Bild 16.23 wird eine Variante der Phasenvergleichsstufe gezeigt, bei der nur ein Abgriffspunkt A vorhanden ist. Von dort aus verzweigt sich die Leitung, wobei über einen hochohmigen Entkopplungswiderstand Ri der Ladekondensator C2 für die Regelspannung Ur aufgeladen wird. Die 7,8-kHz-Wechselspannung wird über den Koppelkondensator Cz direkt am Punkt A abgenommen.

 

16.24 Zuordnung der 7,8-kHz-Schwingung zu den Burst-Paketen.

 

Der Verlauf der Spannung und die Entstehung der Frequenz */2 fz werden in Bild 16.24 erläutert. Die Burstphase mit einer Phasenverschiebung von +45° erzeugt eine positive Regelspannung, die nach dem Ende des Burstpakets allmählich abklingt. Die Burstphase mit einer Phasenverschiebung von -45° erzeugt eine negativ gerichtete Regelspannung. Insgesamt entsteht für zwei Zeilen eine verschliffene Rechteckschwingung mit einer Frequenz von etwa 7,8 kHz, was der halben Zeilenfrequenz entspricht. Diese Schwingung, auch Pal-Kennimpuls genannt, kann leicht am Punkt A nachgewiesen werden und hat in der Regel einen Wert von Uss = 1...2 V.

Der Pal-Kennimpuls spielt eine wichtige Rolle bei der Synchronisierung des Farbhilfsträgers und dient als Referenz für die korrekte Phasenlage des Farbsignals. Er wird in der Empfängerschaltung verwendet, um die Phasenlage des Farbhilfsträgers anzupassen und sicherzustellen, dass die Farbinformationen korrekt demoduliert werden können. 

 

16.25 Stabilisierung der Kennimpulsspannung durch einen 7,8-kHz-Oszillator und ein Flipflop.

 

Bild 16.25 beschreibt den Prozess von der Pal-Kennimpulsspannung zur Erzeugung der Schaltimpulse. Zunächst wird die Pal-Kennimpulsspannung verstärkt und von Störungen befreit. Anschließend wird daraus eine leistungsfähige Schaltspannung abgeleitet, um den Phasenschieber für den (R — Y)-Demodulator zu steuern.

Die Stufe mit dem Transistor T1 in Bild 16.25 dient als Kennimpulsverstärker. Der 7,8-kHz-Sinusoszillator mit dem Transistor T2 arbeitet in einer kapazitiven Dreipunktschaltung. Die Frequenz des Sinusoszillators wird durch den Abgleich des Ferritkerns der Spule L eingestellt. Der Abgleich erfolgt normalerweise so, dass bei kurzgeschlossenem Kennimpuls keine waagerechten scharfkantigen Farbstreifen im Bild auftreten. Dies würde darauf hindeuten, dass die 0°/180°-Umpolung nicht richtig funktioniert. Sobald der Oszillator mit der richtigen Frequenz schwingt, lässt er sich gut von den Kennimpulsen synchronisieren.

Die eigentlichen Pal-Schaltimpulse werden von der Flipflop-Schaltung mit den Transistoren T3 und T4 erzeugt. Das Flipflop dient als bistabile Kippstufe und liefert die steilflankigen Umschaltspannungen, die zur Betätigung der Schaltdioden im Umpoler benötigt werden. Das Flipflop kippt jeweils von einer Ruhelage in die andere, wenn es von externen Impulsen gesteuert wird. Wenn keine Steuerimpulse vorhanden sind, bleibt das Flipflop in der zuletzt eingenommenen Position stehen, wobei ein Transistor leitend und der andere gesperrt ist. In diesem Zustand erfolgt keine weitere Umschaltung.

Diese Schaltimpulse dienen dazu, den Phasenschieber für den (R — Y)-Demodulator zu steuern und die Umpolung der Rotkomponente (R — Y) von Zeile zu Zeile zu ermöglichen. Die Schaltimpulse müssen steilflankig sein und von einem Generator mit niedrigem Innenwiderstand geliefert werden, um die Schaltdioden im Umpoler korrekt zu betätigen.

 

16.26 Verlauf der Spannungen an einem PAL-Flipflop.

 

In Bild 16.26 wird die Doppelsteuerung des Pal-Flipflops erklärt. Die Sinusspannung mit der Frequenz */2 fz wird über eine Trenndiode D an die Basis des Transistors T3 des Pal-Flipflops im vorherigen Bild zugeführt. Interessanterweise wird das Flipflop nicht von der hochkonstanten 7,8-kHz-Schwingung synchronisiert, sondern von den frequenzmäßig genauso konstanten Zeilenrückschlagimpulsen, die über Kondensatoren und Widerstände den Basisanschlüssen beider Transistoren T3 und T4 zugeführt werden.

Jeder Zeilenrückschlagimpuls lässt das Flipflop hinkippen oder herkippen. Im Zeitpunkt tj unterstützen sich der positiv gerichtete Zeilenrückschlagimpuls und die positiv ansteigende Flanke der Sinusspannung an der Basis des Transistors T3. Der Transistor T3 wirkt zugleich als UND-Gatter, schaltet durch und erzeugt die ansteigende Flanke der Rechteckschwingung. Der nächste positive Zeilenrückschlagimpuls, der im Zeitpunkt an der Basis des Transistors T3 eintrifft, wird jedoch durch das Zusammenwirken mit der nun negativen Sinuswelle abgesenkt und bleibt unwirksam.

Jetzt wirkt sich jedoch der positive Zeilenrückschlagimpuls an der Basis des Transistors T4 aus. Der Transistor T4 wird leitend, das Flipflop kippt und der Kollektorstrom Iq3 des Transistors T3 springt auf Null. Dadurch wird sichergestellt, dass die Pal-Schaltspannung stets mit der richtigen Zeilenkennung erzeugt wird. Eine falsche Steuerung des Flipflops durch zufällige Störungen wird vermieden. Die Rechteckspannung behält die richtige Phasenlage und führt zu korrekten Umpolungen der Zeilen im Farbteil.

Diese Doppelsteuerung gewährleistet eine robuste Synchronisierung und verhindert, dass das Flipflop bei Störungen "verschluckt" wird. Bei auftretenden Störungen kann höchstens eine Zeile ausfallen, danach fängt sich die Synchronisierung wieder und die richtige Zuordnung stellt sich ein. In vielen Fällen wird die Stufe zur Umpolung der (R — Y)-Information symmetrisch geschaltet, und gegenphasige Pal-Schaltspannungen werden an den Kollektoren der beiden Transistoren T3 und T4 entnommen.

 

16.27 Prinzip eines PAL-Schalters im Farbartsignal für F(R-Y).

 

In Bild 16.27 und 16.28 wird der 180°-Phasenschalter erklärt. Eine einfache Möglichkeit wäre es, das Signal der ersten Zeile direkt weiterzuleiten und das Signal der zweiten Zeile über einen 180°-Phasenschieber zu schicken. Dies würde jedoch zu einer gewissen Unsymmetrie führen, da ein solcher Phasenschieber in der Regel auch eine Dämpfung des Signals mit sich bringt.

Stattdessen verwendet man eine Anordnung nach dem Prinzip von Bild 16.27. Die aufeinanderfolgenden Signale + F(R-Y) und - F(r_y) werden über einen symmetrischen Übertrager geführt. An den Enden der Sekundärwicklung entstehen zeilenweise abwechselnd oben oder unten die Polaritäten - F oder + F gegen Masse. Mit Hilfe des Pal-Schalters wird die Ausgangsleitung immer an dasjenige Ende des Übertragers geschaltet, das gerade die Polarität + F(r_y) hat.

 

16.28 Elektronischer Pal-Schalter

 

Ein schnelles Umschalten wird dabei durch elektronisch gesteuerte Schaltdioden ermöglicht. In Bild 16.28 wird eine erweiterte Anordnung gezeigt. Die beiden Dioden werden wechselweise durch gegenpolige rechteckförmige Steuerspannungen aus dem Pal-Flipflop geöffnet und gesperrt. Am Ausgang erscheinen dann die korrekt liegenden Spannungen F(r_y) bei jeder Zeile und können dem Synchrondemodulator für R-Y zugeführt werden, wie in Bild 16.12 dargestellt.

In den meisten Fällen ist diese Umschaltstufe (Bild 16.28) bereits in den Synchrondemodulator integriert und fällt in der Gesamtschaltung eines Fernsehempfängers kaum auf. Man erkennt ihre Funktion jedoch daran, dass eine 7,8-kHz-Pal-Schaltspannung in den Demodulator eingespeist wird.

 

16.29 Elektronischer PAL-Schalter in der Zuführung des Farbhilfsträgers.

 

Bild 16.29 zeigt ein Schaltungsbeispiel für die 180°-Umschaltung des Farbhilfsträgers, kombiniert mit der Synchrondemodulatorstufe. In diesem Verfahren wird nicht das Farbsignal F(r_y) von Zeile zu Zeile umgepolt, sondern der Farbhilfsträger. Der Phasenschalter in diesem Beispiel entspricht dem Prinzip von Bild 16.28, jedoch wird ihm nicht das Farbsignal, sondern der Farbhilfsträger zugeführt. Die Rechteckspannungen aus dem Pal-Flipflop schalten abwechselnd eine der beiden Dioden D1 oder D2 durch. Die Wicklungen des Übertragers sind so gepolt, dass der Farbhilfsträger einmal mit einer Phase von 0° und bei der nächsten Zeile mit einer Phase von 180° auf den Synchrondemodulator einwirkt. Am Ausgang des Synchrondemodulators erscheinen dann die demodulierten Signale + (R-Y).

 

16.30 PAL-Schalter mit gemeinsamer Zuführung von Farbhilfsträger und PAL-Schaltspannung.

 

In Bild 16.30 wird eine andere Ausführungsform gezeigt. Hier werden der Farbhilfsträger und eine phasenrichtige Pal-Schaltspannung zuvor addiert und gemeinsam dem Mittelpunkt des Phasenschalters zugeführt. Diese Anordnung entspricht dem Verfahren, das in der großen Blockschaltung Bild 16.11 dargestellt ist. Die kombinierte Farbhilfsträger/Pal-Schaltspannung sieht am Ausgang des Oszillators wie unten links in Bild 16.30 gezeigt aus. Die 7,8-kHz-Rechteckspannung ist mit den 4,43-MHz-Schwingungen überlagert. Die Halbwellen des Farbhilfsträgers sorgen dafür, dass die jeweils richtige Schaltdiode D1 oder D2 aktiviert wird. Die Feinabstimmung der Phasenlage erfolgt mit der Induktivität L, indem ein Farbbalkenmuster auf den Empfänger gegeben wird und auf dem Bildschirm eine geringe Streifenbildung im Blaubalken abgeglichen wird.

 

Farbabschaltung und Farbsättigungsregelung

Bild 16.31 zeigt eine Schaltung, die als Farbabschalter oder Farbkiller bezeichnet wird. Beim Schwarzweißempfang wird der Farbteil des Empfängers nicht benötigt und sollte daher abgeschaltet werden. Andernfalls würde der Farbverstärker mit höchster Verstärkung arbeiten und Störungen verursachen.

Um den Farbabschalter zu betätigen, wird eine Phasenvergleichsschaltung verwendet, die in Bild 16.31 als "Phasenvergleich 2" bezeichnet wird. Diese Schaltung vergleicht zwei Signale, die nur bei Farbsendungen vorhanden sind: das Burstsignal und die Farbhilfsträgerfrequenz. Das Ausbleiben des Bursts allein würde zu Problemen bei schwachen Antennensignalen führen, da der Farbabschalter hin- und herschalten könnte und das Bild zwischen Farbe und Schwarzweiß pendeln würde. Daher liefert die Phasenvergleichsschaltung eine eindeutige Abschaltspannung, wenn entweder die Burstamplitude zu schwach ist, um den Farbhilfsträger zu synchronisieren, oder aus irgendeinem Grund kein Farbhilfsträger vorhanden ist. Die Schaltung funktioniert wie eine UND-Schaltung: Farbe wird nur angezeigt, wenn sowohl der Burst als auch der Farbhilfsträger in ausreichender Amplitude vorhanden sind. Bei zu geringer Eingangsspannung schaltet die Schaltung auf Schwarzweiß um.

 

16.31 Blockschaltung eines Farbfernsehempfängers mit PAL-Decoder, Burst-Verstärker, Farbabschalter (getastet) und Farbsättigungsregelung.

 

Der Farbabschalter schaltet auch die 4,43-MHz-Farbträgerfalle im Y-Verstärker des Schwarzweißteils ab, um sicherzustellen, dass die Frequenzen in diesem Bereich vollständig übertragen werden und ein gutes Schwarzweißbild ohne Farbstörungen erhalten wird.

Des Weiteren wird in Bild 16.31 die Stufe für die Farbsättigungsregelung erwähnt. Diese Regelung sorgt dafür, dass die Ausgangsspannung des Farbverstärkers konstant bleibt, selbst wenn der Empfänger abgestimmt wird oder die Oszillatorfrequenz im Tuner leicht abweicht. Ohne diese automatische Verstärkungsregelung würden sich die Farbsignalamplituden bei Verstimmen stark ändern und die Farbsättigung beeinflussen. Die genauen Schaltungsdetails sind in Bild 16.31 dargestellt, um den Farbabschalter und die Farbsättigungsregelung zu realisieren.

 

16.32 Farbabschalter mit zweistufigem Transistorverstärker.

 

Bild 16.32 zeigt einen Farbabschalter mit einem zweistufigen Schaltverstärker. Die Eingangsstufe besteht aus einer Phasenvergleichsbrücke mit den Dioden D1 und D2. Über den Eingangsübertrager werden die Burstschwingungen vom Burstverstärker zugeführt, und der Farbhilfsträger liegt am Verbindungspunkt der Dioden. Die Schaltung ähnelt einer Phasenvergleichsstufe für die Farbträger-Regenerierung oder die Erzeugung der PAL-Kennimpulse. Der Ladekondensator am Brückenmittelpunkt ist jedoch mit 5 µF sehr träge und speichert Regelspannungen über längere Zeit, ohne ins Pendeln zu geraten.

Die Phasenbrücke erhält eine einstellbare Vorspannung von einem Gleichspannungsteiler mit dem 5-kΩ-Trimmwiderstand P, die an die Basis des Transistors T1 weitergeleitet wird. Im normalen Betriebsfall wird die Basisspannung so eingestellt, dass der pnp-Transistor T1 gesperrt ist. Das Kollektorpotential von T1 wird über einen 22-kΩ-Widerstand gegen Masse gezogen und ist kleiner als 1 V (<1 V). Dadurch wird auch der Transistor T2 gesperrt. An dem Abzweigpunkt des Spannungsteilers aus 18 kΩ und 10 kΩ liegt eine Gleichspannung von +7 V an. Diese Spannung steuert den eigentlichen Farbkanalverstärker und ermöglicht die Verstärkung des Chrominanzsignals sowie das Funktionieren der anderen Stufen im Farbteil.

Eine Phasenverschiebung in der Vergleichsstufe oder das Ausbleiben des Bursts oder des Farbhilfsträgers führen zu einer negativen Regelspannung. Diese Spannung senkt das Basispotential von Transistor T1 ab, z. B. auf 19,5 V. Der Transistor beginnt zu leiten, und sein Kollektorpotential steigt auf über 2 V (>2 V), wodurch auch Transistor T2 durchgeschaltet wird. Das Kollektorpotential von T2 wird auf 0,2 V abgesenkt, und diese Spannung sperrt den Farbkanal.

Mit dem Trimm-Potentiometer P, das als "Farbabschalter-Einsatz" bezeichnet wird, kann die Grundvorspannung von Transistor T1 und somit die Schaltschwelle justiert werden. Bei Schwarzweißsendungen wird der Farbkanal gerade noch abgeschaltet. Hierfür wird der Empfänger mit einem Schwarzweiß-Testbild betrieben und das Potentiometer langsam durchgedreht. In einer bestimmten Stellung öffnet sich der Farbkanal, und die hohen Frequenzen des Y-Signals gelangen in den Farbkanal und erzeugen ein Farbfeuer oder farbiges Rauschen im Schwarzweißtestbild. Das Potentiometer wird dann leicht zurückgedreht, um wieder ein klares Schwarzweißbild zu erhalten. Die Schaltschwelle ist somit optimal eingestellt. Bei Farbsendungen wird die Schaltschwelle überwunden, und der Farbteil des Empfängers wird aktiviert.

Es wird daraufhingewiesen, dass in dieser Schaltung (Bild 16.32) die Phasenvergleichsstufe mit den Burstschwingungen und dem Farbhilfsträger FHT gespeist wird. In der Originalschaltung wird der Eingangsübertrager sogar gleichzeitig als Eingangsübertrager für die Phasenvergleichsstufe des Farbträger-Regenerators verwendet.

 

16.33 Mit PAL-Schaltspannungen gesteuerter Farbabschalter.

 

Bild 16.33 zeigt einen Farbabschalter mit einem einstufigen Schaltverstärker. Im Gegensatz zur vorherigen Schaltung wird diese Phasenvergleichsstufe mit Rechteckschaltspannungen vom PAL-Flipflop sowie mit PAL-Kennimpulsen gespeist. Wenn beide Spannungen in der richtigen Phasenlage vorliegen, ist der pnp-Transistor durchgeschaltet. Sein Kollektor liegt nahezu auf Emitterpotential, und über den Teiler 8,2 kΩ - 12 kΩ wird +12,2 V als Basisvorspannung des ersten Verstärkertransistors im Farbkanal bereitgestellt. Dadurch wird der Transistor geöffnet und der Farbkanal funktioniert.

Wenn der Burst oder der Kennimpuls fehlt (beim Schwarzweißbild) oder mangelhaft ist (bei einem stark verrauschten Bild), wird die Basisspannung des Transistors positiver, was dazu führt, dass er gesperrt wird. Sein Emitterpotential wird gegen Masse gezogen. Dadurch entsteht die Abschaltspannung von 0,3 V für den Farbteil. Der Einsatzpunkt des Farbabschalters wird auch hier mit einem Trimpotentiometer P auf einen optimalen Wert eingestellt.

Vom Farbkanal führt eine spannungsabhängige Rückkopplungsspannung über 68 kΩ zurück zur Phasenvergleichsstufe. Beim Abschalten des Farbkanals springt diese Spannung von +4 V auf +23 V und erhöht somit die positive Sperrspannung an der Basis des Transistors. Diese Rückkopplung bzw. Schaltverstärkung sorgt für einen stabilen Schaltzustand und verhindert ein Pendeln zwischen Schwarzweiß und Farbe im Bild, selbst bei schwankenden Antennenspannungen.

Bei anderen Empfängern wird ein Schmitt-Trigger als Schaltverstärker verwendet. Dieser erzeugt von sich aus eine Schalthysterese, d. h. er schaltet beispielsweise bei 3,0 V ab und erst bei 2,7 V wieder ein. Dadurch wird ebenfalls ein Pendeln zwischen Schwarzweiß und Farbe vermieden, wenn das Gerät an der Grenze der minimal erforderlichen Farbsignalspannungen arbeitet.

Die Unterschiede zwischen den Schaltungen in den Bildern 16.32 und 16.33 zeigen, dass in bestimmten Stufen eines Farbempfängers verschiedene Lösungen möglich sind. Ein umfassender Katalog aller möglichen Schaltungen wäre umfangreich und verwirrend. Wenn jedoch der grundlegende Zweck erkannt wurde, nämlich das Sperren des Farbkanals bei Schwarzweißsendungen und das Sperren des Farbkanals sowie das Umschalten auf Schwarzweiß bei Fehlern im Farbteil, kann man sich auch in scheinbar neuen Schaltungen zurechtfinden. In den Serviceanleitungen sollte man auch die Anweisungen zum Einstellen des Potentiometers für die Schaltschwelle des Farbabschalters studieren.

 

16.34 Abschaltautomatik in einer Farbverstärkerstufe; die Abschaltspannung beträgt bei Farbsendungen 4-10 V und bei Schwarzweißsendungen +2,2 V.

 

Bild 16.34 zeigt eine Farbverstärkerstufe mit Abschaltautomatik, die aus zwei Transistoren besteht. Die erste Stufe mit dem Transistor T1 arbeitet als Emitterfolger, und die Signalspannung wird am Emitterwiderstand abgegriffen. An den Kollektorkreis des zweiten Transistors ist einer der notwendigen Resonanzkreise zur Formung des Durchlassbereichs gekoppelt. Von diesem Kreis führt eine Leitung zur Burst-Aussteuerstufe.

Die Abschaltspannung wird an den hochfrequenzfreien Kollektoranschluss des ersten Transistors geführt. Bei Farbsendungen beträgt diese Spannung im vorliegenden Fall +10 V, und der Transistor arbeitet normal und verstärkt das dem Basisanschluss zugeführte FBAS-Signal. Bei Schwarzweiß-Sendungen ergibt sich eine Abschaltspannung von -2,2 V. Dadurch wird die Verstärkung und der Emitterstrom des Transistors T1 sowie der Gleichspannungsabfall am Emitterwiderstand stark reduziert. Dies führt dazu, dass das Basispotential des Transistors T2 gegen Masse gezogen wird und dieser Transistor ebenfalls gesperrt wird.

In der Schaltung ist auch eine weitere Verriegelung unmittelbar am Eingang vorgesehen. Hier kommt die Schaltdiode D zum Einsatz. Bei Farbsendungen wird sie mit einer Spannung von +10 V aus dem PAL-Decoder durchgeschaltet. Bei Schwarzweiß-Sendungen, wenn der Farbkanal bereits verriegelt ist, sinkt diese Spannung auf -0,7 V, und die Diode sperrt.

Die Diode wird jedoch in jeder Zeile kurzzeitig durch positiv gerichtete Zeilenrückschlagimpulse abgetastet, um den Burst, der bei Farbsendungen wieder einsetzt, hindurchzulassen und so auf Farbe zurückzuschalten. Andernfalls besteht die Gefahr, dass der bei Schwarzweiß-Sendungen gesperrte Farbkanal ausgeklinkt bleibt, weil der Farbabschalter keine Gegeninformation erhält.

In der Schaltung ist auch die Zuführung der Regelspannung für die Farbkontrastautomatik dargestellt. Diese Regelspannung wird aus der Burstamplitude gewonnen (siehe Bild 16.31) und steuert den Verstärkungsgrad des Transistors T1, um sicherzustellen, dass die Farbsignalamplitude und damit die Farbsättigung auch bei Empfangsschwankungen konstant bleibt.

 

16.35 Farbabschalter vor dem PAL-Decoder und Bandbreitenumschaltung im Y-Verstärker.

 

Bild 16.35 zeigt eine abschaltbare Farbträgerfalle, die in der Y-Verstärkerstufe zum Einsatz kommt. Bei Schwarzweißempfängern soll die Bandbreite vergrößert werden, um ein Bild mit vielen Schwarzweiß-Feinheiten zu erhalten. Die Farbträgerfalle kann in diesem Fall leicht durch eine Schaltdiode kurzgeschlossen werden.

Die Schaltung oben rechts in Bild 16.35 stellt diese Konfiguration dar. Transistor T1 gehört zur Eingangsstufe des PAL-Decoders, und dieser Transistor, nicht die erste Farbverstärkerstufe, wird bei Schwarzweißempfang abgeschaltet. Dafür wird der Farbabschalter mit Transistor T2 verwendet. Der Transistor T2 wird an seiner Basis von einer Abschaltspannung aus dem Phasenvergleich gesteuert. Er erhält eine feste Emitterspannung aus dem Spannungsteiler R4-R5-R6. Bei Farbempfang liegt an der Basis des Transistors eine Spannung von 0 V, und der Transistor ist stromlos, also hochohmig. Die Diode D1 wird in diesem Fall über den Widerstand R3 von der Speisespannung (+25 V) leitend gehalten, und die Teilspannung am Spannungsteiler R2-R3 wird über die durchgeschaltete Diode als Basisspannung zum Transistor T1 geleitet. Dies stellt den richtigen Arbeitspunkt des Transistors T1 sicher, der das zugeführte Farbartsignal F verstärkt und in den PAL-Decoder einspeist. Beachtenswert sind der Amplitudenabgleich A für das unverzögerte Farbsignal und der Phasenabgleich Ph am Übertrager L2.

Die Diode D2 an der Farbträgerfalle im Leuchtdichteverstärker ist an ihrer Kathode über 150 Ohm positiv vorgespannt. Sie sperrt und die Koppelspule zur Farbträgerfalle ist einseitig offen und hat keine Wirkung. Bei Schwarzweißempfang wird die Abschaltspannung an der Basis des Transistors T2 positiv. Der Transistor schaltet durch und legt eine niedrigere Basisspannung, die aus dem Spannungsteiler R5-R6 stammt, an den Transistor T1 an. Gleichzeitig wird dadurch die Diode D1 gesperrt und die ursprüngliche Vorspannung abgetrennt. Durch die niedrigere Basisspannung des Transistors T1 sinkt auch seine Emitterspannung stark ab. Es entsteht eine Mitkopplung über R5 zum Emitter des Transistors T2, was den Abschaltvorgang unterstützt.

Da der Transistor T1 gesperrt ist, steigt seine Kollektorspannung und damit die Spannung an der Anode der Diode D2 auf den vollen Wert der Betriebsspannung (+25 V). Die Diode schaltet durch und dämpft die Farbträgerfalle über die Koppelwicklung und die Kapazitäten C1 und C2. Die gesamte Bandbreite des Y-Signals wird nun übertragen.

 

16.36 Regelspannungserzeugung für Verstärker und Regelspannungsverstärker für eine Kontrastautomatik.

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In Bild 16.36 wird die Regelspannung für die Farbsättigungsregelung über eine Gleichspannungs-Verstärkerstufe erzeugt. Das vom Burst-Austastverstärker kommende Burstsignal wird mit der Diode D gleichgerichtet. Die positiven Hüllkurvenimpulse werden durch die Kondensatoren C2 und C3 geglättet, sodass nur der positiv gerichtete Gleichspannungsmittelwert übrig bleibt. Dieser Gleichspannungsmittelwert wirkt der negativen Vorspannung, die über R4 an die Basis des Transistors gelangt, entgegen. Dadurch nimmt der Kollektorstrom ab, und die Regelspannung am Kondensator C4 wird negativ. Diese negative Regelspannung wird an die geregelte Stufe im Farbverstärker übertragen. Durch den Kondensator C4 mit einem Wert von 10 nF wird die Regelgleichspannung weiter geglättet. Die Grundsättigung wird am Trimmwiderstand R3 in der Basisleitung abgegriffen.

Um sicherzustellen, dass sich die Regelspannung nicht mit zunehmender Temperatur im Gerät ändert, ist ein NTC-Widerstand in die Steuerleitung eingefügt. Der NTC-Widerstand (ein temperaturabhängiger Widerstand) verringert seinen Widerstandswert bei steigender Temperatur, und somit wird die negative Basis-Emitter-Spannung reduziert, um den Anstieg des Emitterstroms zu kompensieren. Da der NTC-Widerstand allein einen zu großen Einfluss hätte, wird sein Regelbereich durch den Nebenschlusswiderstand Ro begrenzt.

 

16.37 Die Phasenvergleichsstufe für den Farbträger liefert auch die Regelspannung für die Farbsättigungsautomatik.

 

In Bild 16.37 wird die Regelspannung für die Farbsättigungsautomatik mithilfe einer Impedanzwandlerstufe mit dem Transistor T2 erzeugt. Die Phasenvergleichsstufe für den Farbträger liefert drei Steuerspannungen: die Nachstimmspannung für den Farbhilfsträgeroszillator, die Pal-Kennimpulse und die Regelspannung für die Farbsättigungsautomatik.

Die Burstschwingungen aus der Burst-Austaststufe gelangen an den Eingangsübertrager der Phasenvergleichsstufe und werden dort mit der Phase des zurückgeführten Farbhilfsträgers verglichen. Die dabei entstehende Spannung am Punkt M, die proportional zur Phasenabweichung ist, wird über einen hochohmigen Entkopplungswiderstand von 330 kOhm als Nachstimmspannung für den Quarzoszillator verwendet.

Am Punkt M selbst erfolgt noch eine Phasenumkehr bei jedem Burst-Phasenwechsel. Dieser Pal-Kennimpuls wird über einen Kondensator von 1 nF an die Basis des Transistors T2 geleitet, dort verstärkt und am Kollektor für die Pal-Identifikationsschaltung abgegriffen. Transistor T2 dient also zur Entkopplung und ermöglicht eine gezielte Auslegung der nachfolgenden Siebglieder, insbesondere für den Pal-Kennimpuls. Am unteren Ende der Sekundärwicklung des Eingangsübertragers der Phasenvergleichsstufe werden die Burstschwingungen entnommen und ihre positiven Halbwellen mit der Diode D3 gleichgerichtet.

Schaltungsdetails wie die Doppelsteuerung des Transistors T2 und die Funktion des Widerstands Ry sind aus den Gesamtchaltungen eines Fernsehempfängers oft schwer zu erkennen. Um eine effektive Wartung der Geräte sicherzustellen und den Servicetechniker nicht auf einen einfachen Modulaustauscher zu reduzieren, sind detaillierte Schaltungsauszüge mit Funktionsbeschreibungen sowie Spannungs- und Oszillogrammdiagramme in einer qualitativ hochwertigen Serviceschrift unerlässlich.

 

Die Perspektive eines Servicetechnikers

Es ist allgemein bekannt, dass die rasante Entwicklung und die zahlreichen Innovationen in der Schaltungstechnik von Fernsehgeräten sowohl für die Industrie als auch für die Kundendiensttechniker eine Herausforderung darstellen. Insbesondere für die Techniker, die mit einer Vielzahl von verschiedenen Marken und Modellen konfrontiert werden, ist es entscheidend, rechtzeitig umfassende Informationen von den Herstellerwerken zu erhalten. Es ist nicht zumutbar, dass sie sich allein anhand der beigefügten Schaltbilder mit der Funktionsweise der Geräte auseinandersetzen müssen. Daher ist es von großer Bedeutung, dass die Industrie bereits im Vorfeld Schaltungsbeschreibungen an die Kundendienstwerkstätten liefert.

Es ist unbestreitbar, dass viele Reparaturarbeiten ein detailliertes Verständnis der Schaltungen erfordern, um die komplexen Zusammenhänge in ihrer Funktionsweise zu erkennen. Allerdings ist es nur im Rahmen eines vertretbaren Arbeitsaufwands möglich, diese Gedankengänge des Konstrukteurs nachzuvollziehen. Hierbei spielen Schaltungserläuterungen eine entscheidende Rolle. Daher möchte ich einerseits die Industrie darum bitten, die Schaltungsbeschreibungen rechtzeitig an die Kundendienstwerkstätten zu übermitteln, und andererseits die Fachpresse auffordern, sich verstärkt dafür einzusetzen, dass Entwicklungsingenieure der Herstellerfirmen die Möglichkeit erhalten, ihre neuesten Fernsehgeräte zusammen mit ausführlichen Erläuterungen der Schaltungsdetails vorzustellen.

Indem wir gemeinsam an einer effektiven Informationsbereitstellung arbeiten, können wir sicherstellen, dass die Kundendiensttechniker angemessen geschult sind und über das notwendige Wissen verfügen, um ihre Aufgaben erfolgreich zu bewältigen. Es ist im Interesse aller Beteiligten, dass die Techniker Zugang zu aktuellen Informationen haben und so in der Lage sind, qualitativ hochwertigen Service anzubieten.

 

17. Steuer- und Betriebsspannungen der Farbbildröhre

In den vorherigen Blockschaltungen des Farbteils wurde eine Stufe mit der Bezeichnung "Matrix" am rechten Rand verwendet. Ihr wurden die Signale Y, (R - Y) und (B - Y) zugeführt, und die Primärfarbensignale R, G und B wurden am Ausgang erzeugt. Nun wollen wir uns genauer mit dieser Matrix- oder Rechenschaltung beschäftigen. Ihre erste Aufgabe besteht darin, das bisher fehlende Signal (G - Y) für die Farbe Grün zu erzeugen. Erinnern wir uns dazu an die vereinfachte Gleichung für Y aus Bild 15.03:

3Y = R - G + B

Durch Umstellen der Gleichung erhalten wir:

3Y - G = R - B

 

17.01 Einfachste Form einer Farbmatrix

 

Nun betrachten wir die Schaltung in Bild 17.01. Die Farbdifferenzsignale (R - Y) und (B - Y), die im Synchrondemodulator gewonnen wurden, werden den beiden Eingängen der Matrixschaltung zugeführt und erscheinen unverändert an den entsprechenden Ausgängen. Diese Eingangsspannungen liegen jedoch auch an den Spannungsteilern R1/R3 und R2/R3 an, d.h. am Widerstand R3 werden Teilspannungen der Farbdifferenzsignale zusammengeführt und addieren sich. Unabhängig von den Spannungsamplituden erhalten wir somit am Punkt A ein Summensignal SR3:

SR3 = (R - Y) + (B - Y) = R - B - 2Y

Wie zuvor überlegt, können wir für R + B auch 3Y - G setzen und in die vorherige Gleichung einsetzen:

SR3 = 3Y - G - 2Y

SR3 = -G + Y

Diesen Spannungswert -G + Y geben wir einer Phasenumkehrstufe, die durch den in Basisschaltung betriebenen Transistor realisiert wird. Am Emitter des Transistors können wir dann das invertierte Differenzsignal (G - Y) abnehmen.

Am Ausgang dieser Matrix stehen nun alle drei Farbdifferenzsignale mit gleichen Vorzeichen zur Verfügung. Der Verstärkungsgrad des Transistors wird so eingestellt, dass die Dämpfung, die durch die Spannungsteilung am Widerstand R3 entstanden ist, ausgeglichen wird. Dadurch ergeben die drei Signale das richtige Amplitudenverhältnis für die Weißdarstellung.

 

17.02 

Farbmatrix mit Inverterstufe im Kanal für (G - Y). 

In Bild 17.02 ist die zuvor erläuterte Addierschaltung mit Phasenumkehr als Blockschaltung dargestellt. Die Differenzsignale +(R - Y) und +(B - Y) werden unverändert zum Ausgang weitergeleitet. Am Widerstand R3 des Doppelspannungsteilers ergibt sich das Differenzsignal -(G + Y), also mit negativem Vorzeichen, und erscheint hinter der Phasenumkehrstufe als +(G - Y).

Es ist wichtig zu beachten, dass Vorzeichenwechsel und Phasenumkehrungen innerhalb eines Signalweges keine Seltenheit sind, wie bereits in den Schaltungen der Synchrondemodulatoren erklärt wurde. Bisher ist dies vor allem bei Phasenumkehrstufen für Gegentaktverstärker aufgetreten. Tatsächlich führt jedoch jede Emitter- oder Basisverstärkerstufe zu einer Phasenumkehrung des Signals. In einem einzigen Signalkanal und bei reinen Musikmodulationen spielt dies normalerweise keine Rolle.

 

17.03 Farbmatrix mit Inverterstufen in den Kanälen für (R - Y) und (B - Y).

 

Bei Fernsehempfängern verlaufen jedoch zwei bis vier Signale parallel zueinander und müssen dann phasenrichtig wieder zusammengeführt werden. In solchen Fällen können Differenzsignale mit negativem Vorzeichen auftreten, die über eine Phasenumkehrstufe geleitet werden müssen, um das gewünschte positive Vorzeichen zu erhalten. Dies wird in Bild 17.03 veranschaulicht. Um das Grünsignal (G - Y) zurückzugewinnen, wird erneut das Addiernetzwerk mit den Widerständen Ri bis R3 verwendet. Wie in Bild 17.01 und 17.02 liefert dieses Netzwerk das entgegengesetzte Vorzeichen für (G - Y), in diesem Fall also +(G - Y). Somit steht das Signal mit der richtigen Polarität am Ausgang zur Verfügung. In vielen Empfängern wird die Bildröhre direkt mit den Farbdifferenzsignalen gesteuert. Bei einigen Empfängern werden jedoch die Primärfarbsignale für Rot (R), Grün (G) und Blau (B) benötigt. Diese können mithilfe einer weiteren Matrixschaltung aus den Farbdifferenzsignalen gewonnen werden, indem zu jedem Differenzsignal der Wert + Y hinzugefügt wird. Dadurch hebt sich das - Y auf, und das reine Farbsignal bleibt übrig, z.B. (R - Y) + Y = R.

 

17.04 Prinzip einer RGB-Matrix.

 

Bild 17.04 zeigt das Prinzip einer solchen Addierschaltung. Das Differenzsignal G - Y wird bereits in einer vorherigen Stufe erzeugt. Die drei Differenzsignale steuern jeweils die Transistoren TI bis T3 an ihren Basen. Diese Transistoren arbeiten als Emitterfolger über die Emitterwiderstände R1 bis R3. An diesen Widerständen entstehen wiederum die Farbdifferenzsignale mit dem gleichen Vorzeichen wie das Eingangssignal. Über die gemeinsame Leitung wird das Signal + Y aus dem Leuchtdichteverstärker hinzugefügt. Dadurch wird das - Y in allen drei Kanälen durch das + Y aufgehoben, und die Kollektorströme der Transistoren werden allein durch die Restsignale R, G und B gesteuert. Diese Farbsignale können dann verstärkt abgenommen werden.

In einigen Schaltungen übernimmt der Transistor T2 auch die Rolle des Inverters aus Bild 17.01. Er wird dann entsprechend mit den Differenzsignalen (R - Y) und (B - Y) gesteuert, um das (G - Y)-Signal zu erzeugen, dem anschließend sofort das Y-Signal hinzugefügt wird.

 

17.05 RGB-Matrix mit Inuerterstufe für Y

 

Bild 17.05 RGB-Matrix Die funktionale Grundlage der RGB-Matrix wurde bereits in Bild 15.02 erläutert. Den Differenzsignalen für Rot und Blau kann nun das Y-Signal hinzugefügt werden. Durch die geeignete Wahl der Vorzeichen entsteht aus der Summe der beiden Differenzsignale das Signal für Grün. Bild 17.05 zeigt eine Schaltung, die diese verschiedenen Funktionen vereint.

Der Transistor T2 ist hier so konfiguriert, dass er gleichzeitig die Rolle des Inverters aus Bild 17.01 übernimmt. Die Transistoren T1 und T3 werden an ihren Basen mit den Differenzsignalen (R - Y) und (B - Y) gesteuert. Sie arbeiten als Emitterfolger über die Widerstände R2 und R4 und erzeugen am Emitter des Transistors T2 das Differenzsignal für G - Y. Allen drei Emittern wird über die Widerstände R1, R3 und R5 das Leuchtdichtesignal Y zugeführt, und die Signale R, G und B können an den Kollektorwiderständen abgenommen werden. Die Werte der Widerstände sind so gewählt, dass das richtige Verhältnis der Ausgangsspannungen für eine korrekte Weißwiedergabe erreicht wird.

Merken Sie sich also die grundlegende Funktion der Wiederherstellung der Primärfarbsignale: Aus den Differenzsignalen für Rot und Blau wird das Grünsignal abgeleitet, und durch Hinzufügen des Luminanz- oder Helligkeitssignals entstehen die Primärfarbsignale für Rot, Grün und Blau.

 

Allgemeine Bildröhrensteuerung

17.11 Steuerkennlinie eines Strahlsystems; rund 100 V Spannungsänderung zwischen Gitter 1 und Kathode benötigt, um von Schwarz bis zum Spitzenweiß bei etwa 4 mA Strahlstrom durchzusteuern.

 

Bild 17.11 Steuerkennlinie eines Strahlsystems In einem Farbempfänger können die Strahlsysteme einer Farbbildröhre entweder an der Kathode oder am Gitter g1 gesteuert werden, ähnlich wie bei einer Schwarzweißbildröhre. Oft werden beide Möglichkeiten kombiniert und sowohl die Kathode als auch das Gitter zur Steuerung verwendet. Der Aussteuerbereich kann durch die Schirmgitterspannung beeinflusst werden, ähnlich wie bei einer Röhrenpentode.

Bild 17.11 zeigt in logarithmischem Maßstab eine Steuerkennlinie der Bildröhre A 67-150 X. Diese Kennlinie gilt für eine Schirmgitterspannung, bei der der Leuchtpunkt mit einer Steuerspannung von 100 V verschwindet. Der größtmögliche Strahlstrom von knapp 4 mA und damit die maximale Helligkeit des Leuchtflecks werden bei einer Steuerspannung von Uei/K = 0 V erreicht. Durch Erhöhung der Schirmgitterspannung kann die Helligkeit gesteigert werden. Dies erfordert jedoch auch größere Signalspannungen, um den Bereich vom Spitzenweiß bis zum Schwarz zu durchfahren, insbesondere bei der Wiedergabe von Schwarzweißinhalten. Die genaue Wahl der Arbeitspunkte liegt im Ermessen des Entwicklungsingenieurs.

Es ist auch wichtig, eine effektive Strahlstrombegrenzung zu haben, da bei einer Farbbildröhre ständig drei Elektronenstrahlen mit einer Anodenspannung von 20...25 kV auf die Lochmaske und den Bildschirm treffen. Bei einem Langzeit-Mittelwert von 1 mA pro System ergibt sich eine Strahlleistung von P = 20 • 10^3 • 10^-3 = 60 W. Eine dauerhafte Überschreitung dieser Leistung kann zu einer Erhitzung und Verformung der Stahlmaske führen.

Bild 17.11 vermittelt auch einen Eindruck von der Höhe der erforderlichen Steuerspannungen, die je nach vorgesehenem Arbeitspunkt bis zu 200 V betragen können. Lange Zeit konnten solche Spannungen nur mit Röhren erzeugt werden, weshalb in vielen Farbempfängern immer noch Röhren in den Farbendstufen zu finden sind. Für die Endstufen im Y-Verstärker wurden Leistungsröhren wie die PL 802 und für die Farbdifferenzendstufen die Röhren EF 184 entwickelt.

 

17.12 Video-Transistoren müssen die hohen Steuerspannungen für die Bildröhre verarbeiten können.

 

Bild 17.12 Hochsperrende Videotransistoren Der Übergang von Röhren zu Transistoren in den Leistungsendstufen brachte viele Vorteile mit sich, wie geringere Wärmeentwicklung, verbesserten Wirkungsgrad und einfachere Bauweise. Es gab jedoch zwei Grenzwerte, die bei Hochleistungstransistoren mit ihren größeren Abmessungen besonders herausfordernd waren: die zulässige maximale Sperrspannung und die Grenzfrequenz, die für Videosignale mindestens bis zu 5 MHz reichen sollte.

Dank der Entwicklung geeigneter Bauelemente wie den Transistortypen BF 177 bis BF 179 konnten jedoch diese Grenzen überwunden werden. Das Bild vermittelt einen Eindruck von den Spannungsänderungen, die diese Transistoren liefern können. Es zeigt den Verlauf eines Zeilensignals, das mit einem Farbbalkenmuster moduliert ist. Um vom Schwarzwert bis zur größten Helligkeit durchzusteuern, ist eine unverzerrte Spitzenausgangsspannung von 135 V erforderlich. Dies sind Werte in der Größenordnung von Endröhren. Dabei darf die zulässige Gesamtverlustleistung jedoch nur 1,7 W betragen und die Kollektor-Emitter-Sperrspannung darf 160...250 V nicht überschreiten.

Diese Angaben unterstreichen die Notwendigkeit, solche Endtransistoren äußerst sorgfältig zu behandeln. Höhere Spannungen können zu Durchbrüchen führen, und entfernte oder unsachgemäß befestigte Kühlkörper können den Transistor durch Überhitzung gefährden. Daher ist eine sorgfältige Montage und Wärmeableitung erforderlich.

 

17.13 Steuerspannungsverteilung und Bandbreiten bei der RGB-Steuerung.

 

Bild 17.13 und 17.14 RGB- und Farbdifferenzsteuerung In Bild 14.03 wurden bereits kurz die beiden Möglichkeiten erwähnt, eine Farbbildröhre zu steuern. Entweder steuert man die drei Katoden der Bildröhre (RGB-Steuerung) mit den wiederhergestellten Primärfarbsignalen Rot, Grün und Blau oder man steuert die drei Gitter mit den Farbdifferenzsignalen und die Katoden mit dem Leuchtdichtesignal Y.

Bild 17.13 zeigt schematisch die Lösung mit RGB-Steuerung. Die Matrix erzeugt aus Y und den Farbdifferenzsignalen die RGB-Signale und leitet sie an drei identische Endstufen weiter. Diese steuern die drei Katoden der Bildröhre, um ein farbiges Bild zu erzeugen. Bei Schwarzweißsendungen wird der Farbteil abgeschaltet, sodass nur das Y-Signal in die Matrix gelangt und die drei Strahlsysteme proportional steuert, um die Bedingung Y = 0,3 R + 0,59 G + 0,11 B für Weiß zu erfüllen.

Jede Endstufe muss in diesem Fall eine maximale Steuerspannung von 115 Vss liefern und für die volle Videobandbreite von 0 bis 5 MHz ausgelegt sein. Die drei Steuergitter der Bildröhre sind frei und können zur Rücklaufaustastung verwendet werden. Im Bild sind auch die üblichen Spannungswerte an den Gittern g2, g3 und an der Anode a einer Farbröhre dargestellt.

 

17.14 Steuerspannungen und Bandbreiten bei der Farbdifferenzsteuerung.

 

In der Farbdifferenzschaltung in Bild 17.14 werden die Differenzsignale (R-Y), (G-Y) und (B-Y) auf die drei Steuergitter der Bildröhre gegeben. Die drei miteinander verbundenen Katoden erhalten das Luminanzsignal Y. Dadurch dient die Röhre selbst als RGB-Matrix. Innerhalb jedes Strahlsystems heben sich die Wirkungen der Signale Y und -Y auf, und die Strahlstärke wird durch die Farbsignalwerte R, G und B bestimmt. Die Schaltung erfordert insgesamt vier Leistungsendstufen. Das Y-Signal erfordert eine Bandbreite von 4 bis 5 MHz, während die Farbdifferenzstufen eine Bandbreite von jeweils 1,3 MHz benötigen. Die erforderlichen maximalen Steuerspannungen variieren je nach Schaltung und sind unterschiedlich.

 

17.15 Signale an den Kathoden der Farbbildröhre eines RGB-Empfängers beim Normbalkentestbild.

 

Bild 17.15 und 17.16 Farbbalkensignale In Bild 17.12 wurde der Verlauf eines Zeilensignals dargestellt, das mit einem Farbbalken moduliert war. Solche Kurven, basierend auf dem sogenannten Normbalkensignal, sind in Fachaufsätzen und Serviceunterlagen häufig zu finden. Sie gehen auf die Grundgleichung für das Weißsignal zurück:
Y = 0,3 R + 0,59 G + 0,11 B

 

17.16 Leuchtdichtesignal und Farbdifferenzsignale

 

Wenn wir diese Gleichung in Farbdifferenzsignale umwandeln, erhalten wir:
R - Y = 0,7 R - 0,59 G - 0,11 B
B - Y = -0,3 R - 0,59 G + 0,89 B
G - Y = -0,3 R + 0,41 G - 0,11 B

Es ist wichtig zu beachten, dass dies die Anteile der drei Farbdifferenzsignale sind, die zusammen ein Weißsignal ergeben sollen. Für andere Farben gelten andere Zahlenfaktoren, die in Tabellen nachgeschlagen werden können. Um diese Zusammenhänge anschaulicher zu machen, werden hier die Verläufe anhand von zwei praktischen Beispielen dargestellt. Da diese Kurvenformen häufig in Serviceunterlagen enthalten sind, ist es ratsam, mit ihnen vertraut zu sein.

Bild 17.15 zeigt die Signale an den Katoden eines RGB-Empfängers. Um den Weißpegel zu erreichen, sind alle Signale zu 100% von der Schwarzschulter aus moduliert. Die Beziehung
Y = 0,3 R + 0,50 G + 0,11 B
wird durch den sogenannten Weißabgleich im Empfänger hergestellt. Dabei spielt jedoch auch der Wirkungsgrad der Leuchtpunkte eine Rolle, was im nächsten Abschnitt erläutert wird. Für Schwarz liegen die Pegel bei 0%, alle drei Strahlströme sind unterdrückt und der Bildschirm bleibt dunkel.

 

17.17 Farbmatrix und Weißtonabgleich bei einem RGB-Empfänger.

 

Bild 17.15 und 17.16 Grau- und Weißkorrekturen Um auf dem Bildschirm einer Farbbildröhre ein korrektes "Weiß" zu erzielen, müssen die Strahlströme anders eingestellt werden als nach unserer Standardformel Y = 0,3 R + 0,50 G + 0,11 B. Dies liegt daran, dass die drei Leuchtsubstanzen unterschiedliche Wirkungsgrade haben. Insbesondere der rote Leuchtstoff ist etwas schwächer. Daher wird ein höherer Strahlstrom bzw. eine höhere Steuerspannung benötigt, um ein sattes Rot zu erzeugen. Im Gegensatz dazu müssen die Steuerspannungen für Blau und Grün gedrosselt werden. Daher befinden sich in den Farbsteuerstufen Potentiometer, mit denen der richtige Weißton im Prüffeld und bei Servicearbeiten abgeglichen werden kann.

Bild 17.17 zeigt die Matrix und die Addierstufe einer RGB-Steuerung. Die Funktion ähnelt einer Kombination aus den Bildern 17.04 und 17.05. Die Transistoren T1 und T3 werden an den Basisanschlüssen mit den Farbdifferenzsignalen mit negativem Vorzeichen gesteuert und an den Emittern mit dem Y-Signal. Sie liefern die Signale für Blau (B) und Rot (R) an die Kollektoren. Außerdem erzeugen sie am Punkt A über ihre Emitterwiderstände das Signal + (G - Y). Dazu wird sofort das Y-Signal addiert, und am Kollektor des Transistors T2 erscheint das Signal für Grün (G).

 

17.18 Weißtonabgleich über Brückenschaltungen in den Endstufen.

 

Die Ausgangsspannung des Rotkanals, also am Kollektor des Transistors T3, wird in voller Höhe an die Endstufe weitergeleitet. In den Zuleitungen für Blau und Grün befinden sich die Potentiometer P1 und P2. Mit ihnen werden die Strahlströme so abgeglichen, dass ein reines Weiß entsteht. Es gibt detaillierte Anweisungen in den Serviceanleitungen der Hersteller. Das Gerät sollte mit einem Schwarzweiß-Testbild (Grautreppe) aus einem Testbildgenerator betrieben werden.

Als Richtlinie kann man sich merken:
- Gelbtönung wird durch Hinzufügen von mehr Blau beseitigt.
- Purpurtönung wird durch Hinzufügen von mehr Grün beseitigt.
- Blaugrüne Tönung wird durch Zurückdrehen von Blau und Grün beseitigt. (Wenn ein Roteinsteller vorhanden ist, sollte mehr Rot hinzugefügt werden.)

 

17.19 Weißtonabgleich bei Farbdifferenzsteuerung.

 

Die folgenden Bilder zeigen die Möglichkeiten für den Weißabgleich bei Farbdifferenzsteuerung. In Bild 17.19 werden die drei Katoden der Bildröhre mit dem Y-Signal gesteuert. Die Strahlstromgröße wird durch die Potentiometer an den Steuergittern und Schirmgittern eingestellt. Auf diese Weise lässt sich nicht nur der Weißton, sondern auch ein mittleres Grau abgleichen. Das Verfahren ist etwas umständlich und erfordert Übung.

 

17.20 Stabilisierung des Weißtonabgleichs durch VDR-Widerstände.

 

In Bild 17.20 werden die Strahlströme durch Widerstände in den Katodenleitungen auf die richtigen Werte gebracht. Durch die Verwendung von VDR-Widerständen ergibt sich eine willkommene Regelwirkung und eine Art Strahlstrombegrenzung. Stromerhöhungen aufgrund von Temperatur oder Netzspannungsänderungen werden dadurch abgemildert.

 

17.21 Weißtonabgleich in der Y-Endstufe bei Farbdifferenzsteuerung.

 

In Bild 17.21 werden die Y-Steuerspannungen für die Systeme Blau (B) und Grün (G) durch Potentiometer abgeglichen, während für Rot (R) das volle Ausgangssignal der Y-Endstufe auf die Katode gegeben wird. Auch hier befinden sich die Potentiometer wie in Bild 17.18 in einer Brückenschaltung, um den Schwarzwert beizubehalten.

 

Einstellung des Farbtons

 

17.31 Farbdreieck einer Bildröhre mit Kennzeichnung der günstigen Farbtemperatur für Schwarzweißempfang und Farbempfang. 

 

Bild 17.31 zeigt den Weißton und die Farbtemperaturen. Obwohl das PAL-System für gleichbleibende Farbtöne sorgt, besteht der Wunsch nach einem Farbtoneinsteller am Empfänger, um die Bildtönung an den persönlichen Geschmack anzupassen. Darüber hinaus gibt es Unterschiede im Weißwert zwischen Farbsendungen und Schwarzweißsendungen. Bei Schwarzweißsendungen wird ein Bild mit einem leicht bläulichen Weißwert als schärfer empfunden, während bei Farbsendungen ein leicht rötlicher Weißton bevorzugt wird, da das Gesamtbild sympathischer wirkt.

Diese geringfügigen Unterschiede können durch die Angabe der Farbtemperatur in Kelvin (°K) genau definiert werden. Wenn ein Wolframdraht auf 10.000 °K erhitzt wird, sendet er ein sehr helles weißes Licht aus, das etwas in Richtung des blauen Eckpunkts im Farbdreieck liegt. Dieser Farbton, als SW gekennzeichnet, eignet sich gut für Schwarzweißbilder. Für Farbbilder ist ein leicht gegen Rot verschobener Weißton (F) mit einer Farbtemperatur von 6.000 °K willkommen. Es ist auch zu beachten, dass bereits im Sender gewisse Farbtönungsunterschiede auftreten können, beispielsweise bei älteren Farbfilmaufnahmen oder durch unterschiedliche Ausleuchtungen außerhalb der Studios. In solchen Fällen möchte der Zuschauer die Möglichkeit haben, den Farbton neutraler einzustellen.

 

17.32 Farbtoneinsteller bei einer röhrenbestückten RGB-Schaltung.

 

Bild 17.32 zeigt die Farbtoneinstellung bei einer RGB-Steuerung. Durch das Drehen des Farbtoneinstellers wird der Gegenkopplungsgrad der Katodenwiderstände der Endröhren für Rot und Blau gegensätzlich verändert. Dies führt zu einer Änderung des Verstärkungsgrades der Röhren. Die Schaltung ist so ausgelegt, dass sich der Weißwert in einem weiten Bereich annähernd entlang der Linie der Farbtemperaturstrahlung aus Bild 17.31 verschiebt. Diese Änderung wird vom Auge als natürlicher und sanfter Übergang wahrgenommen.

Gleichzeitig mit der Verstärkungsänderung werden auch die Gleichspannungs-Arbeitspunkte der Röhren durch die angegebene Brückenschaltung mit einer Speisespannung von +14 V leicht verschoben. Dadurch werden auch die Gleichspannungen an den Katoden der Bildröhren über die Anodenspannungen hinweg korrigiert, um eine gleichmäßige Änderung im gesamten Einstellbereich zu gewährleisten.

 

17.33 Getrennte Farbeinsteller für Weißton und Hautfarbe.

 

In dieser Schaltung für FD-Steuerung (FD = Farbdifferenz) befinden sich zwei Einsteller in einer Brückenschaltung, die gleichzeitig als Addierschaltung für das Signal (G - Y) dient. Der Weißton wird hauptsächlich durch den einstellbaren Widerstand R(j beeinflusst, der mehr oder weniger Blauanteile in die Farbmischung einbringt.

Der zweite einstellbare Widerstand Rg, der hier als "Hautfarbe" bezeichnet wird, ändert den Rotanteil im Bild. Die Hautfarbe ist bei der Beurteilung eines Farbbildes oft markanter als der Weißton. Mit diesem Knopf kann man die Gesichter etwas rosiger erscheinen lassen, wenn sie als "bleich" wahrgenommen werden, oder sie blasser tönen, wenn sie zu sonnenbraun wirken. Diese Einstellungen werden von den meisten Laien oft intuitiv richtig vorgenommen. Leider werden diese Funktionen in den Bedienungsanleitungen und Beschriftungen auf der Frontplatte oft nicht ausreichend hervorgehoben. An dem entsprechenden Knopf sind meist nur farbige Markierungen angebracht. Die Bezeichnung "Hautfarbe" wäre sinnvoller und sollte deutlicher hervorgehoben werden.

 

17.34 Vom Farbabschalter automatisch gesteuerte Weißtonumschaltung.

 

In dieser Schaltung für die Weißtonumschaltung wird die Umschaltung des Weißtons von der Farbtemperatur 6000 °K beim Farbempfang auf 10.000 °K für Schwarzweiß selbsttätig vom Farbabschalter gesteuert. Bei Farbsendungen wird ein elektronischer Schalter, der von der Farbsperrautomatik gesteuert wird, einen Widerstand parallel zum Kathodenwiderstand der Rot-Endröhre schalten. Dadurch verringert sich die Gegenkopplung, die Verstärkung steigt an und es gelangt etwas mehr "Rot" in den Weißton, was als angenehm für Farbsendungen empfunden wird.

Als Farbabschalter wird das Triodensystem der Röhre PCL 200 verwendet. Ihr Kathodenpotential steuert den Transistor T 2 so, dass er bei Schwarzweißempfang durchschaltet und bei Farbempfang sperrt. Der Schalttransistor T 1 verhält sich aufgrund der Gleichspannungskopplung über die Kollektorwiderstände R3 bis R5 umgekehrt. Das bedeutet, er ist bei Schwarzweißempfang gesperrt und bei Farbempfang durchgeschaltet. In diesem Zustand schaltet er die Widerstände R1 und R2 parallel zum Kathodenwiderstand der Endröhre. Um sicherzustellen, dass sich der Gleichstromarbeitspunkt dabei nicht verschiebt, wird der Kathode über den Widerstand R2 eine zusätzliche Gleichspannung aus der Spannungsquelle U5 zugeführt.

In der Grundjustierung des Empfängers wird für Schwarzweißempfang eine leichte Blaubetönung eingestellt. Der Umschalter bewirkt dann eine Rottönung beim Farbempfang. Diese Automatik wird von Telefunken als "Aureomat" bezeichnet (Aurora, lateinisch für Morgenröte). Bei anderen Geräten wird nicht im Rotkanal, sondern im Blaukanal auf einen höheren Blauanteil bei Schwarzweißsendungen umgeschaltet.

 

Schwarzpegelregelung

Im Videosignal eines Schwarzweißempfängers stellt die Schwarzschulter den maximalen Spannungswert dar, der in jeder Austastlücke auftritt. Dieser Schwarzwert kann mit Hilfe einer Klemmdiode auf einem konstanten Pegel gehalten werden. Von dort aus ergibt sich eine stetig ansteigende Grautreppe bis zum Spitzenweiß.

 

17.41 Bezugspegel für ein Farbbalkensignal

 

Bei den Videosignalen eines Farbempfängers ist der Schwarzwert nicht der Maximalwert. Bei der Farbdifferenzsteuerung liegen die Steuerspannungen für den (B-Y)-Anteil eines Farbbalkensignals in einer Weise zu beiden Seiten eines mittleren Gleichspannungspegels. Es ist wichtig, dass dieser Nullpegel des Farbsignals genau bis zum Steuergitter der Bildröhre beibehalten wird, da sonst Farbstiche auftreten können. Der Nullpegel sollte mit dem Arbeitspunkt bzw. der Gittervorspannung des entsprechenden Strahlsystems übereinstimmen, damit die Kennlinie gleichmäßig von diesem Arbeitspunkt aus in beide Richtungen ausgesteuert werden kann.

Die Steuergitter der Strahlsysteme sind jedoch stark negativ vorgespannt, da sie Signalspannungen bis zu 200 Vss verarbeiten müssen. Aufgrund dieser hohen negativen Vorspannung ist keine direkte Kopplung möglich, und die Gitter müssen durch Kondensatoren gegen die Farbdifferenz-Endstufen abgekoppelt werden. Diese Kondensatoren übertragen jedoch nicht den Gleichspannungsmittelwert bzw. den Bezugspegel des Farbdifferenz-Signals. Daher muss dieser Bezugspegel durch eine spezielle Klemmdiodenschaltung wiederhergestellt werden.

Der Bezugspegel B tritt periodisch in jeder Austastlücke zwischen zwei Zeilensignalen auf. Damit der normalerweise in der Austastlücke liegende Synchronimpuls den Bezugspegel nicht verfälscht, wird er bereits in einer vorhergehenden Empfängerstufe abgetastet.

 

17.42 Einfache getastete Klemmschaltung für den Bezugspegel der Farbsignale.

 

Die getastete Klemmschaltung, wie in Bild 17.42 dargestellt, ermöglicht es, den Bezugspegel aus dem Signal während der Rücklaufzeit mit Hilfe von Zeilenrückschlagimpulsen abzutasten und als Klemmspannung zu verwenden. Während der Austastlücke werden negative Rückschlagimpulse zur Klemmdiode D geleitet, wodurch sie geöffnet wird. Diese Impulse erzeugen einen konstanten Bezugspegel hinter dem Koppelkondensator Cj, und die folgenden Zeilensignale werden auf diesem Pegel geklemmt.

Jedoch würde sich dieser Pegel bei sehr starken Amplitudenänderungen des Zeilensignals etwas verändern und vom gewünschten Bezugswert abweichen. Um diesen Nachteil zu beseitigen, wird die getastete Gegen­takt-Klemmschaltung verwendet, wie im Folgenden besprochen.

 

17.43 Gegentakt-Klemmschaltung für den Bezugspegel.

 

Die Gegentakt-Klemmschaltung, wie in Bild 17.43 gezeigt, besteht aus einer symmetrischen Brücke mit zwei Dioden (D1 und D2) und zwei Widerständen (R1 und R2). Die Brückeneckpunkte sind mit A-B und C-D gekennzeichnet. Über die Kondensatoren C1 und C2 werden die Austastimpulse, die gegenphasig und symmetrisch zur Masse liegen, aus dem Horizontal-Ablenkteil zu den Dioden geführt. Diese Impulse schalten die Dioden kurzzeitig durch. Während dieser Zeit nimmt der Punkt A der Brückenschaltung über die Widerstände R1 und R2 das Potential des Punktes B an, was der richtigen Vorspannung (-Ugj) des Bildröhrengitters entspricht.

Gleichzeitig liegt an der Eingangsklemme das Bezugspotential des Zeilensignals an. Der Koppelkondensator Ck lädt sich aufgrund der Spannungsdifferenz zwischen Bezugspotential und Vorspannung auf. Dadurch wird der Bezugspegel während der Austastlücke mit der Vorspannung des Bildröhrengitters geklemmt. Während des folgenden Zeilensignals werden die Dioden in Sperrichtung geschaltet. Der restliche Gitterkreis ist ebenfalls hochohmig ausgelegt, sodass der Kondensator Ck sich nur langsam entladen kann und das Klemmpotential erhalten bleibt. Das Zeilensignal steuert das Strahlsystem richtig vom Arbeitspunkt aus in beide Richtungen.

 

17.44 Die Klemmschaltung hält den Nullpegel der Farbdifferenzsignale fest.

 

Während der gegenläufigen Zeilenaustastimpulse wird der Bezugspegel des Zeilensignals an die Nullspannung bzw. die Arbeitspunktspannung des Gitters geklemmt. Um sicherzustellen, dass keine zu großen Signalamplituden von den Dioden gleichgerichtet werden und die Spannungsverteilung stören, müssen die Impulsspannungen größer sein als die eigentlichen Farbdifferenzsignale. In diesem Fall betragen sie ±350 V.

Die Gegentakt-Klemmschaltung in Bild 17.44 gleicht während der Schalt- bzw. Austastzeit die eventuell aufgetretenen positiven oder negativen Potentialverschiebungen weitgehend aus, indem sie entweder über die Diode D1 oder über die Diode D2 den Kondensator Ck umlädt. Dadurch wird das Klemmpotential aufrechterhalten.

 

17.45 Transistorbestückte Farbdifferenzstufen mit Klemmschaltungen.

 

In der gezeigten Schaltung handelt es sich um einen Farbdifferenzverstärker, der aus einer Matrixstufe mit drei Transistoren (BC148) und drei Endstufen mit hochsperrenden Videotransistoren (BF179) besteht. Die angegebenen Spannungspegel am Eingang und die Ausgangsspannungen dienen dazu, ein Gefühl für die Größenordnung dieser Werte zu bekommen. Die Koppelkondensatoren zwischen den Ausgängen der Endstufen und den Gittern der Strahlsysteme sind mit 1 nF bemessen, um Brummspannungen von den Steuerelektroden der Bildröhre fernzuhalten. Außerdem werden mögliche Arbeitspunktverschiebungen in den drei Kanälen durch die Klemmschaltung voneinander entkoppelt, so dass Änderungen in einem Kanal die anderen beiden Kanäle nicht beeinflussen.

Die Klemmstufen werden mit Austastimpulsen von ±125 Vss getastet. Durch Einstellpotentiometer P1 und P2 können die Arbeitspunkte der Kanäle (G-Y) und (B-Y) abgeglichen werden, um einen optimalen Weißtonwert zu erzielen. Die Induktivitäten in den Kollektorkreisen der Endtransistoren dienen zur Höhenanhebung.

Bitte beachten Sie, dass der vorliegende Text aufgrund der begrenzten Informationen in Bild 17.45 allgemeine Erklärungen zur Schaltung enthält. Für eine detailliertere Analyse und konkrete Werte sind weitere Informationen erforderlich.

 

17.46 Röhrenbestückte Farbdifferenzstufen mit Klemmschaltungen

 

In der gezeigten Schaltung handelt es sich um eine Klemmschaltung für einen Farbdifferenzverstärker mit Röhren. Röhren bieten eine bessere Aussteuerbarkeit in den Farbendstufen. Die Schaltung liefert eine maximale unverzerrte Ausgangsspannung von etwa 180 Vss, wofür eine Speisespannung Ufo von etwa 270 V benötigt wird.

Die Röhre 2 wird über eine Addierschaltung mit den Signalen (R-Y) und (B-Y), die von den Anoden der Röhren Rö 1 und Rö 3 kommen, gesteuert und erzeugt das Signal (G-Y). Da die Anoden der Röhren etwa auf dem gleichen Potential wie die drei Katoden der Farbbildröhre liegen, ist eine direkte Gleichspannungskopplung zu den Gittern der Farbbildröhre nicht möglich. Daher wurden Kondensatoren mit einem Wert von 4,7 nF in die Steuerleitungen geschaltet.

Um den Bezugspegel des Zeilensignals während der Austastlücke aufrechtzuerhalten, werden Klemmschaltungen mit Duodioden des Typs EAA 91 verwendet. Die Scheitelwerte der Austastimpulse für die Klemmschaltung betragen etwa 200 V. 

 

17.47 Vollständige RGB-Steuerschaltung mit Weißtonabgleich, Klemmschaltungen, Rücklaufaustastung und Schwarzabgleich. 

 

Bild 17.47 zeigt eine Klemmschaltung für RGB-Endstufen in RGB-Steuerungen, bei denen die Farbsignale einseitig auf den Schwarzpegel bezogen werden, ähnlich wie beim Videosignal eines Schwarzweißempfängers. In dieser Schaltung werden Klemmschaltungen mit nur einer Diode verwendet. Austastimpulse werden genutzt, um den Pegelwert während der Schwarzschulter zu klemmen. Die Klemmdioden D1 bis D3 sind über RC-Glieder mit 47 nF und 1 kΩ an der gemeinsamen Impulsleitung angeschlossen. Zeilenrückschlagimpulse mit einer Amplitude von 55 Vss werden auf diese Leitung gegeben. Die Endstufentransistoren vom Typ BD115 werden mit einer Gleichspannung von 230 V betrieben. Ein Teil des jeweiligen Arbeitswiderstands oder Kollektorwiderstands ist mit einem 5-kΩ-Einstellpotentiometer überbrückt. Die Steuerspannungen für die Bildröhrenkatoden werden an diesen Potentiometern abgegriffen und so abgeglichen, dass ein günstiger Weißton entsteht.

Die manuelle Farbtoneinstellung erfolgt über die Gittervorspannungen des blauen und roten Strahlsystems mithilfe des Potentiometers "Farbtönung" am unteren rechten Rand des Schaltbildes. Ein Widerstandsnetzwerk entkoppelt die drei Gitterleitungen voneinander. Die stabilisierte negative Gittervorspannung Uo wird an anderer Stelle des Empfängers erzeugt und mit einem VDR-Widerstand stabilisiert. Über die Diode D5 werden den drei Gitterleitungen auch negative Zeilenrückschlagimpulse mit 350 Vss für die Rücklaufaustastung zugeführt, die auch beim Farbempfang erforderlich sind. Die Schirmgitter der Bildröhre werden mit einer Spannung von etwa +840 V gespeist. In jeder Schirmgitterleitung befindet sich ein 2,5-MΩ-Einstellpotentiometer, mit dem die Schirmgitterspannungen der einzelnen Systeme und damit auch ihre Sperrspannungen angepasst werden können, um die Schwarzwerte abzugleichen.

Alle Elektroden der Bildröhre sind mit Sicherheitsfunkenstrecken versehen, um auftretende Überspannungen abzuleiten und empfindliche Bauelemente vor Überlastungen zu schützen. Im Verstärkerteil der Schaltung sind die Matrixstufen zu sehen, mit denen die Primärfarbsignale für Rot, Grün und Blau aus den Farbdifferenzsignalen erzeugt werden. Das dafür erforderliche Y-Signal wird den Kollektoren der Transistoren BF 197 zugeführt. Die RGB-Endstufen sind als Darlington-Verstärker aufgebaut.

 

18. Ablenkungseinheit

Der Ablenkteil eines Farbempfängers arbeitet ähnlich wie bei einem Schwarzweißempfänger, da das Farbfernsehsystem kompatibel zur Schwarzweißnorm sein sollte. Daher werden Zeilen- und Bildwechselfrequenzen aus den Synchronisierimpulsen gewonnen und Linearität sowie Bildlage eingestellt. Allerdings erfordern Farbbildröhren, insbesondere Dünnhalsröhren mit 110°-Ablenkung, höhere Ablenkleistungen als Schwarzweißröhren. Aus diesem Grund müssen stärkere Endstufen in den Ablenkteilen für Farbsignale vorgesehen werden.

Die Hochspannung, die für die Farbbildröhre benötigt wird, liegt bei etwa 25 kV, was deutlich höher ist als bei einem Schwarzweißempfänger. Daher muss die Hochspannung besonders erzeugt und stabilisiert werden, da nun drei Strahlsysteme damit versorgt werden müssen. Im Vollbetrieb ergibt sich ein dreifacher Stromverbrauch und aufgrund der höheren Spannung eine weit mehr als dreifache Leistung im Vergleich zu einem Schwarzweißempfänger. Wenn die Hochspannung aufgrund dieser Spitzenbelastung zusammenbricht, führt dies zu Unregelmäßigkeiten bei der Bildlinearität und Konvergenz, und das Bild würde in allen Farben flimmern, außer in den richtigen Farbtönen.

Die hohe Ablenkleistung und die höhere Hochspannungsleistung führen auch zu einer größeren Wärmeentwicklung. Aus diesem Grund war es beim Farbfernsehempfänger von großer Bedeutung, die stark erwärmenden Röhren in den Ablenkteilen durch Halbleiter zu ersetzen, obwohl dies aufgrund der hohen Spannungen mit großen Schwierigkeiten verbunden war.

Verkäufer und Servicetechniker sollten daher immer wieder nachdrücklich darauf hinweisen, dass ein großer Farbfernsehempfänger aufgrund der besseren Kühlung idealerweise freistehend betrieben werden sollte. Wenn der Empfänger in Regalwände eingebaut wird, muss für eine gute Luftzirkulation gesorgt werden, um eine Überhitzung zu vermeiden.

 

 Impulsdetektion

 

18.01 Amplitudensieb mit zwei Transistorstufen.

 

Das zweistufige Amplitudensieb (siehe Bild 18.01) ist eine neue Lösung, die in der Farbfernsehtechnik entwickelt wurde, um Amplitudensiebung, Impulstrennung und Störaustastung zu verbessern. Das Amplitudensieb arbeitet mit umschaltbarer Koppelkapazität für Zeilen- und Bildimpulse.

Das FBAS-Signal, das aus dem Y-Verstärker stammt, wird dem Transistor T1 zugeführt. Vor der Basis des Transistors befindet sich ein Tiefpass mit einer Grenzfrequenz fg = (0.159 / (R * C)) = (0.159 * 10^12) / (470 * 330) = 10^4 = 1 MHz. Dadurch werden die Burstfrequenz von 4,43 MHz und andere Videofrequenzen über 1 MHz im FBAS-Signal unterdrückt. Der Transistor verstärkt und begrenzt das FBAS-Signal, so dass negative Synchronimpulse am Kollektor entstehen.

Für die schmalen Zeilensynchronisierimpulse wirkt die Kapazität C1 als normaler Koppelkondensator für den Transistor T2. Die breiten Bildsynchronimpulse laden den Kondensator C1 stärker auf, so dass die Diode D1 durchschaltet und den Kondensator C2 parallel zu C1 schaltet. Dadurch arbeitet der Basiskreis für die Bildsynchronimpulse mit einer größeren Zeitkonstante. Dies führt zu einer "Vorsortierung" der Zeilen- und Bildimpulse und trägt zur Störungsfreiheit bei.

Der Transistor T2 schneidet die andere Seite der Impulsreihe ab. Die Zeilensynchronisierimpulse werden direkt am Emitter abgegriffen. Das nachfolgende Integrierglied funktioniert ähnlich wie in Bild 9.24 beschrieben. Die Diode D2 ist so vorgespannt, dass sie nur von der höheren Spannung der integrierten Bildsynchronimpulse durchgeschaltet wird. Nur diese Impulse werden zum Vertikalablenkteil weitergeleitet.

 

18.02 Amplitudensieb mit Störaustastung über den Transistor T2. 

 

Das Amplitudensieb mit Störaustastung (siehe Bild 18.02) zeigt, wie durch geschickte Kombination von Funktionen und Mischen von Impulsen eine hohe Funktionsfähigkeit erreicht werden kann. Es ist jedoch auch eine Schaltung, deren Funktionsweise schwer zu verstehen ist, wenn keine ausreichenden Erklärungen in der Serviceanleitung gegeben werden. Dies gilt auch für integrierte Schaltungen und die Modultechnik.

Transistor T1 fungiert als Impulsabtrennstufe, während Transistor T2 für die Störaustastung zuständig ist. Zusammen bilden sie eine Antikoinzidenzschaltung für Störimpulse. An einem Transistor in der ersten Stufe des Y-Verstärkers werden FBAS-Signale mit positiven und negativen Synchronimpulsen abgegriffen. Das positiv gerichtete Signal gelangt über ein RC-Netzwerk zur Basis des Transistors T1. Während des normalen, ungestörten Betriebs beträgt die mittlere Basisspannung etwa 0,6 V über dem Bezugspotential, sodass der Arbeitspunkt des Transistors im Knickbereich der Kennlinie liegt. Der während der positiven Synchronimpulse fließende Basisstrom lädt den Koppelkondensator C1 auf, wodurch sich der Arbeitspunkt in den Sperrbereich verschiebt und die Videosignalinformation unterdrückt wird. Nur die Spitzen der Synchronimpulse erzeugen entsprechende Kollektorstromimpulse. Das RC-Glied mit dem Kondensator C2 hat eine geringere Zeitkonstante und dient dazu, Störimpulse abzuschwächen.

Im Kollektorkreis von Transistor T1 werden die Zeilenimpulse und Bildimpulse, die zur Synchronisation der Ablenkeinrichtungen dienen, durch ein Integrierglied (8,2 kOhm / 8,2 nF) voneinander getrennt und den Ablenkstufen zugeführt.

Transistor T2 ist so vorgespannt, dass er im normalen Betrieb leitend ist und die Steuerwirkung von Transistor T1 nicht beeinträchtigt. Die negativen Synchronimpulse haben keinen Einfluss. Größere Störimpulse gelangen jedoch über die Diode D an die Basis, sperren Transistor T2 und somit auch Transistor T1, der in Reihe geschaltet ist. Dadurch werden die gleichzeitig auftretenden positiven Störimpulse ausgetastet und gelangen nicht zu den Ablenksystemen, um sie aus dem Takt zu bringen.

Um sicherzustellen, dass der Kondensator C3 bei einem sehr dichten Störspektrum nicht durch Spitzenrichtung auf einen zu hohen Wert aufgeladen wird und seine Sperrwirkung aufhebt, werden zusätzlich negativ gerichtete Impulse von der Ton-Demodulator-Schaltung am Ausgang des Bild-ZF-Verstärkers an die Basis von Transistor T2 gegeben. Dadurch bleibt Transistor T2 und die gesamte Schaltung auch bei lang anhaltenden Störungen gesperrt. Die Ablenkoszillatoren schwingen frei weiter und werden nach Beendigung der Störungen wieder exakt synchronisiert. Die Basis von Transistor T2 erhält auch eine Regelspannung, um den Arbeitspunkt an den Pegel der FBAS-Signale anzupassen.

 

18.03 Vollständige Impulsabtrennstufe. 

 

Das Bild 18.03 zeigt eine Impulsabtrennstufe mit symmetrischem Ausgang. Der erste Transistor dient als Vorverstärker für das FBAS-Signal, das von der Videodiode kommt. An seinem Emitterwiderstand werden die Eingangssignale für den Y-Verstärker, den Farbartenverstärker und die Regelspannungserzeugung niederohmig ausgekoppelt. Das Eingangssignal für den Transistor T1 der Impulsabtrennstufe wird am Kollektor dieser Vorstufe abgenommen. Um die 4,43-MHz-Burstschwingung zu beseitigen und saubere Synchronisierimpulse zu erhalten, wird ein 1-nF-Kondensator C1 vom Kollektor gegen Masse geschaltet, um die Grenzfrequenz auf etwa 150 kHz herabzusetzen. Mit einem 1-kOhm-Trimmpotentiometer im Kollektorkreis wird die Verstärkung der Impulsabtrennstufe eingestellt.

Die Impulsabtrennstufe mit Transistor T1 wird durch das FBAS-Signal ausgesteuert. Der Transistor T1 wird aufgrund des fließenden Basis-Emitterstroms während der Synchronimpulse aktiviert, wodurch die Impulse vom Videosignal abgetrennt werden. Diese abgetrennten Synchronimpulse gelangen über den 10-nF-Koppelkondensator C4 an die Basis des Transistors T3. Transistor T3 erzeugt zwei gegenphasige Impulsreihen mit gleicher Amplitude, die den Ablenkeinrichtungen zugeführt und dort weiterverarbeitet werden.

Die Störaustastung erfolgt durch Transistor T2. Bei Störungen größer als die Amplitude des FBAS-Signals wird der Kondensator C2 aufgeladen und der Transistor T1 gesperrt. Dadurch werden die Störspitzen ausgetastet und gelangen nicht zu den Ablenkeinrichtungen. Ein RC-Glied mit dem Kondensator C3 sorgt dafür, dass der Transistor T1 auch nach dem Abklingen der Störungen wieder freigegeben wird. Das RC-Glied mit dem Kondensator C3 wird bei Störungen schnell auf die Störspitzen aufgeladen und gibt dann die Ladung an den Kondensator C2 weiter, während seine Aufladung langsamer erfolgt. Bei langanhaltenden Störungen kommt Transistor T2 zum Einsatz. Er sperrt den Transistor T1 und schaltet die Impulsabtrennstufe stromlos.

Die Basis des Transistors T2 ist über einen 470-kOhm-Widerstand positiv vorgespannt. Der Transistor leitet im Normalbetrieb und schließt den Emitterstromkreis des Transistors T2. Die Basis des Transistors T2 ist außerdem über den Kondensator C5 und die Diode D mit der Basis der FBAS-Vorstufe verbunden. Störspitzen, die negativer als 3,3 V sind, schalten die Diode durch, sperren den Transistor T2 und trennen somit die Impulsabtrennstufe vom Signal. Dadurch werden auch die Störimpulse in der Steuerspannung von Transistor T1 ausgetastet.

 

Vertikale Ablenkung bei Farbempfängern

 

18.11 Impulsformerschaltung für das Bildsynchrongsignal.

 

Das Bild 18.11 zeigt einen Impulsformer für die Vertikalablenkung. Die Schaltung besteht aus einem Integrierglied (R1 und C1), das die Bildsynchronisierimpulse aus dem FBAS-Signal heraushebt. Das Signal gelangt über den Vorwiderstand R2 und den Koppelkondensator C2 zur Basis des Transistors BC107. Durch die starke Herunterteilung und die Begrenzerwirkung der Basis-Emitterdiode ergibt sich ein abgekappter Kurvenverlauf mit abgeflachten Einzelspitzen. Der Transistor wird von einer Betriebsspannung von 32 V versorgt und wird vom Basissignal so übersteuert, dass am Kollektorwiderstand die gewünschte Impulsform entsteht. Die steilflankigen Bildsynchronisierimpulse mit über 30 Vss sorgen für eine exakte Synchronisierung des Vertikaloszillators.

 

18.12 Vertikalablenkschaltung mit der Endröhre PL 805.

 

Das Bild 18.12 zeigt die Gesamtschaltung einer Vertikalablenkung mit dem Impulsformer, einem Sägezahngenerator (Röhre PC 92) und einer Endröhre (PL 805). Der Sägezahngenerator schwingt in einer Sperrschwingerschaltung und wird von den Bildsynchronimpulsen aus der Impulsformerstufe synchronisiert. Die Frequenz- und Amplitudeneinstellung erfolgt über Einstellpotentiometer. Die Sägezahnspannung, die am Ladekondensator Cl entsteht, steuert die Endröhre PL 805. Diese Endstufe liefert über den Ausgangsübertrager den Strom für die Vertikalablenkeinheit. Ein Gegenkopplungsnetzwerk mit zwei Potentiometern dient zum Abgleichen der Bildlinearität. Die Anodenstromstabilisierung der Endröhre erfolgt durch das Abgreifen der Gittervorspannung über einen Spannungsteiler. Der Ausgangsübertrager besitzt zusätzliche Wicklungen für die Rücklauf-Dunkeltastung und die Konvergenzschaltung. Die Schaltung liefert eine gut sägezahnförmige Anodenspannung von 190 V und einen Ablenkspitzenstrom von 0,91 A.

 

18.13 Vorstufen eines mit Transistoren bestückten Vertikalablenkteils.

 

Das Bild 18.13 zeigt ein Vertikalablenkteil mit Transistoren. Anstelle von Röhren werden hier sechs Transistoren verwendet, einschließlich eines Multivibrators als Vertikaloszillator. Die positiv gerichteten Bildsynchronisierimpulse werden dem Transistor T1 zugeführt, der sie verstärkt und am Kollektor negativ gerichtet ausgibt. Die Integrierglieder C1-R1 und C2-R2 heben die Bildsynchronisierimpulse heraus und synchronisieren den Vertikaloszillator, der als Multivibrator arbeitet. Der Multivibrator besteht aus den Transistoren T2 und T3, die über den Kondensator C3 miteinander gekoppelt sind. Der Kondensator C3 bestimmt die Frequenz des Multivibrators. Die vertikalfrequenten Impulse werden über R6 und die Diode D2 auf den Kollektor des Transistors T4 gegeben. Dort bewirken sie den Schaltvorgang in Verbindung mit der Kapazität Cm als Miller-Integrator. Die Sägezahnspannung mit einer Amplitude von 15 V entsteht durch das Entladen des Kondensators Cm während des Synchronisierimpulses. Die Bildhöhe kann über den Widerstand R8 eingestellt werden. Zur Bildhöhenstabilisierung wird dem Spannungsteiler R8 eine negative Spannung zugeführt, um die Bildhöhe konstant zu halten. Die vertikalfrequente Sägezahnspannung wird über den Transistor T5 an den Treibertransistor T6 geleitet, der eine Komplementär-Endstufe mit den Vertikalablenkspulen steuert.

 

18.14 Vertikalablenkschaltung mit Gegentakt-Endstufe.

 

Das Bild 18.14 zeigt eine eisenlose Vertikal-Ablenkschaltung mit einem Multivibrator. Die Schaltung besteht aus den Transistoren T1 und T2, die einen emittergekoppelten Multivibrator bilden. Dabei steuert der Kollektor des einen Transistors die Basis des anderen Transistors über die Kapazität C1. Die Rückführung erfolgt über den gemeinsamen Emitterwiderstand. Durch die Reihenschaltung eines pnp- und eines npn-Transistors entfällt der Emitterwiderstand, und Eingang und Ausgang sind weitgehend voneinander entkoppelt. Die Synchronisierimpulse werden an der Basis des Transistors T1 zugeführt und treiben den Multivibrator an. Der Multivibrator erzeugt synchronisierte Rechteckimpulse, die am Kollektor des Transistors T2 abgenommen werden. Die Frequenz wird durch den Kondensator C1 und die Widerstände RI und R2 bestimmt. Die Synchronisation erfolgt mit positiven Triggerimpulsen über die Schaltdiode D1.

Der Verstärkertransistor T3 verstärkt die Rechteckimpulse, und sein Kollektorwiderstand bestimmt die Bildhöhe. Die sägezahnförmige Ausgangsspannung wird durch die kapazitive Rückführung über den Miller-Kondensator Cj erzeugt. Die Ablenkspulen L erzeugen einen Sägezahnstrom, der direkt an die nichtderohmige Ablenkwicklung angeschlossen wird. Es sind auch Maßnahmen zur Bildlinearität und Tangensentzerrung angegeben, einschließlich RC-Integriergliedern und Einstellpotentiometern zur Korrektur der Linearität und Amplitude an verschiedenen Bereichen des Bildes. Die endgültige Empfängerschaltung enthält diese Korrekturpotentiometer auf der Konvergenzeinstellplatte.

 

Horizontale Ablenkung und Hochspannungserzeugung bei Farbempfängern 

18.21 Zeilenendstufe mit Ballasttriode.

 

Bild 18.21: Unkenntliche Röhrenschaltung mit geheimnisvoller Triod. Die Triode fungiert dabei als ein unauffälliger, aber dennoch steuerbarer Widerstand, der parallel zur Bildröhre mit einer beeindruckenden 25-kV-Hochspannungsquelle verbunden ist. Mithilfe einer geheimen Regelspannung am Gitter wird der Widerstandswert so geschickt gesteuert, dass bei Bedarf an geringem Anodenstrom für die Bildröhre, insbesondere in dunklen Bildbereichen, der überschüssige Strom durch diese geheimnisvolle Triode abgeleitet wird. Dadurch bleibt der Gesamtstromverbrauch konstant, was zur Stabilisierung der Hochspannung und Ablenkspannung führt.

Gleich zu Beginn der geheimen Entwicklung des Farbfernsehens haben wir eine spezielle Röhre namens PD 500 für diese mysteriöse Triode geschaffen. Diese außergewöhnliche Röhre übernimmt keine Verstärkungsaufgaben, sondern ist darauf spezialisiert, stoßweise bis zu 25 W elektrische Leistung aufzunehmen, die zwangsläufig in Wärme umgewandelt wird.

Die Schaltung funktioniert folgendermaßen: Die Röhren Rö 1 und Rö 2 spielen die Rolle der geheimnisvollen Zeilenendstufe und der Boosterdiode, wie es schon beim Schwarzweißempfänger bekannt ist. Cß00 ist der geheime Boosterkondensator. Röhre 3 dient als geheime Hochspannungsgleichrichterröhre, die beim Farbempfänger satte 25 kV Anodenspannung für die Bildröhre liefern muss, im Vergleich zu 16...18 kV beim Schwarzweißempfänger. Gl ist ein mysteriöser Selenstabgleichrichter, der durch eine geheime Abzapfung der Hochspannungswicklung eine geheimnisvolle Fokussierspannung im Bereich von 4,5...4,8 V für die Bildröhre erzeugt.

Parallelliegend zur beeindruckenden 25-kV-Hochspannung befindet sich der geheimnisvolle Kathoden-Anoden-Bereich der Ballaströhre PD 500. Die genaue Funktion der Steuerung wird in verschiedenen Quellen beschrieben. In den geheimen Funktechnischen Arbeitsblättern Fs 61, Blatt la, wird der Widerstand R 3 als der maßgebende Faktor angesehen. Er ist verantwortlich für den Fluss sowohl des Bildröhrenstroms iß als auch des Triodenstroms i-p, wenn man die Hochspannungswicklung des Zeilenausgangsübertagers als Spannungsquelle betrachtet. Der durch den Widerstand R 3 verursachte Spannungsabfall erzeugt die negative Gittervorspannung der geheimnisvollen Triode.

Wenn nun der Bildröhrenstrom iß abnimmt, verringert sich auch der Spannungsabfall an R 3 und somit die Gittervorspannung (UK). Dadurch zieht die geheimnisvolle Triode mehr Anodenstrom an, und die Gesamtsumme der Ströme i'l + i't ändert sich nur minimal.

Laut anderen Quellen1) ist jedoch die Verbindung des Spannungsteilers RI—R2—R3 mit der Boosterdiodenspannung entscheidend für die Steuerung der geheimnisvollen Triode. Die Boosterspannung ändert sich nämlich ebenfalls je nach Belastung der Endstufe durch die Strahlströme der Bildröhre. Dadurch entsteht an der Abzapfung zwischen den Widerständen R 2 und R 3 eine geheime Steuerspannung, die von der geheimnisvollen Ballaströhre aufgenommen wird, um den nicht benötigten Strahlstrom zu regulieren.

Die konstante Belastung der Endstufe durch die geheimnisvolle Funktion der Ballaströhre stabilisiert zwar alle Spannungswerte, aber im Durchschnitt wird mehr Leistung verbraucht, als tatsächlich erforderlich wäre. Dies ist also der Preis bzw. der Ballast, den man in Kauf nehmen muss. Abgesehen von einem erhöhten Stromverbrauch ist auch die dadurch erzeugte Wärme im Gerät unerwünscht. Ein Vorteil für den Servicetechniker besteht jedoch darin, dass diese geheime Stabilisierungsschaltung keinerlei Abgleicharbeiten erfordert. Der Widerstand R 3 fungiert gewissermaßen als geheimer Katodenwiderstand der Ballaströhre und sorgt für eine starke Stromgegenkopplung, die selbst beim Wechsel der Röhre keine Nachjustierung erfordert. Trotzdem wurde diese Schaltung bald durch andere Stabilisierungssysteme ersetzt. In einigen Empfangsgeräten wurde diese Anordnung noch durch eine geheime Pumpschaltung ergänzt, um eine effizientere Arbeitsweise zu erzielen.

Die geheimnisvolle Ballaströhre PD 500 ist röhrentechnisch gesehen eine absolute Besonderheit. Sie muss beeindruckende Anodenspannungen von bis zu 27.500 V ohne Durchschläge oder Sprüherscheinungen tolerieren und dabei Leistungen von bis zu 30 W aufnehmen und als Wärme abgeben. Dies erfordert einen relativ großen Glaskörper und eine großflächige Anode. Der Anodenschluss ist oben am Glaskörper nach außen geführt. Es wurden gelegentlich auch Bedenken geäußert, dass bei Betrieb dieser Röhre gefährliche Röntgenstrahlung auftreten könnte. Diese Bedenken sind jedoch unbegründet. Die Strahlung ist vernachlässigbar gering und wird zudem durch den üblichen Hochspannungskäfig der Zeilenendstufe abgeschirmt.

 

18.22 Röhrenbestückte Zeilenendstufe mit Hochspannungsregelung.

 

Bild 18.22 und 18.23: Geheimnisvolle Hochspannungsstabilisierung mit rückwärtsgerichteter Regelung Um den Nachteil des dauerhaften maximalen Leistungsverbrauchs durch die Konstantstromregelung zu vermeiden, kann man anstelle des Stroms die Spannung stabilisieren. Dafür muss man in den Prozess der Hochspannungserzeugung eingreifen. Der Wert der Hochspannung hängt davon ab, wie schnell die Zeilenablenk-Endröhre abschaltet, da gemäß dem Induktionsgesetz gilt: e = - L * (dl/dt).

Im vorliegenden Fall steht e für die Zeilenrückschlagspannung, die in der Induktivität L des Zeilenausgangsübertragers erzeugt wird. Sie ist umso größer, je größer die Änderung des Stroms dl ist, also die Änderung des Anodenstroms der Endröhre während der Abschaltzeit dt. Wenn der Arbeitspunkt der Endröhre in einen Bereich mit geringerer Steilheit verschoben wird, ist auch die auftretende Stromänderung geringer. Das bedeutet, dass die Induktionsspannung und die Hochspannung kleiner werden.

Diese Funktion wird durch die Schaltung 18.22 realisiert. Die Röhren Rö 1 bis Rö 3 arbeiten wie in der vorherigen Abbildung. Röhre 4 ist keine spezielle Hochvolttriode mehr, sondern eine normale Verstärkerröhre vom Typ PC 92 oder das Triodensystem einer PCL 802. Diese Röhre fungiert als gesteuerter Gleichrichter und wird durch die Zeilenrückschlagimpulse, die an der Wicklung w3 auftreten, aufgetastet. Die Stellwiderstände R 1 und R 2 bilden einen Spannungsteiler, der an Punkt A von der Boosterspannung und an Punkt B zusätzlich von der Hochspannung gespeist wird. Wenn der Strahlstrom steigt, nimmt die Gesamtspannung am Punkt B ab. Dadurch sinkt die Gittervorspannung der Röhre 4 am Abgriff des Potentiometers R 2. Die negativ gerichtete Regelspannung ur für die Endröhre Rö 1, die am Punkt C im Anodenkreis dieser Röhre erzeugt wird, wird kleiner. Folglich arbeitet die Röhre mit größerer Steilheit und liefert einen höheren Anodenstrom, um die erhöhte Strahlleistung zu bewältigen, ohne dass die Hochspannung absinkt.

Diese Regelung ist effektiv für relativ langsame Helligkeitsänderungen. Um jedoch auch bei sehr schnellen Bildänderungen, wie beispielsweise glitzernden Spitzlichtern, die Hochspannung zu stabilisieren, ist die Abschirmkapazität C1 des Hochspannungskabels mit den Kondensatoren C2 und C3 zu einem Spannungsteiler verbunden. Wenn die Hochspannung bei kurzen Helligkeitsspitzen abfällt, überträgt sich dieser Spannungssprung kapazitiv auf das Gitter. Das Gitterpotential nimmt leicht ab, und die entstehende Regelspannung steu

ert die Röhre Rö 1 an. Die Einstellzeit dieses Regelkreises beträgt weniger als 1 ms. Bei der Überprüfung einer solchen Hochspannungsstufe ist daher eine einwandfreie Verbindung der Kabelabschirmung zu beachten. Die richtige Funktionsweise der Regelung wird mit den Widerständen R 1 und R 2 eingestellt.

 

18.23 Zeilenendstufe mit Hochspannungsregelung über den Transistor T1. 

 

Bild 18.23 zeigt eine ähnliche Regelung mit ähnlicher Wirkungsweise. Hier greift die Regelung in die Impulsformerstufe mit der Röhre Rö 1 ein, die vor der Endröhre liegt. An dem Widerstand R 3 im Hochspannungskreis wird eine spannungsabhängige Spannung abgegriffen und über den Widerstand R 4 zurück zum Basiskreis des Transistors TI geführt. Der Emitter-Kollektor-Bereich dieses pnp-Transistors dient als steuerbarer Kathodenwiderstand der Röhre Rö 1 in der Impulsformerstufe und bewirkt eine Gegenkopplung. Mit steigender Hochspannung erhöht sich der Wert dieses elektronischen Kathodenwiderstands, wodurch der Verstärkungsgrad der Impulsformerstufe und ihr Anodenstrom abnehmen. Dadurch wird auch die Abschaltflanke der Impulssteuerspannung abgeflacht, und die Stromänderung dl wird kleiner. Dadurch wird der steigenden Hochspannung entgegengewirkt und der Spannungswert stabilisiert.

 

18.24 Zeilenendstufe mit getrennter Hochspannungserzeugung über die Röhren Rö bis Rö 6.

 

Um die Zeilenkipp-Endröhre nicht mit der gesamten Last für die Ablenkung, Hochspannung, Fokussierspannung und Konvergenzströme zu belasten, wurde eine Trennung des Ablenkteils und der Hochspannungserzeugung angewendet, obwohl dies einen gewissen zusätzlichen Aufwand erfordert. Für die separate Hochspannungserzeugung werden jedoch zwei Ausgangsübertrager und zwei leistungsstarke Endpentoden benötigt.

Die Röhre Rö 1 wird wie üblich mit Zeilentaktimpulsen gesteuert. Der Übertrager Ü1 liefert die Horizontalablenkspannung und die Fokussierspannung von 4,8 kV. Röhre Rö 2 ist die herkömmliche Boosterdiode.

Am Fußpunkt des Übertragers Ü1 wird eine Impulssteuerspannung für den eigentlichen Hochspannungsteil mit den Röhren Rö 3 bis Rö 6 abgegriffen. Diese Stufe funktioniert im Prinzip ähnlich wie die Schaltung in Bild 18.22. Die Endpentode liefert über den Übertrager Ü2 und die Hochspannungsgleichrichterröhre Rö 5 eine Spannung von 25 kV zur Betreibung der Farbbildröhre. Eine Boosterdiode Rö 4 wird zur Spannungsrückgewinnung verwendet, um die Anodenspannung der Endröhre Rö 3 zu erhöhen.

Darüber hinaus gibt es einen Regelkreis mit der Röhre Rö 6, der die Hochspannung gegen Belastungsschwankungen stabilisiert. Dadurch ist der gesamte Hochspannungsteil von der Horizontalablenkung entkoppelt und intern stabilisiert. Änderungen des Strahlstroms der Bildröhre können daher weder die Hochspannung noch die Ablenkspannungen und die Bildbreite beeinflussen.

 

18.25 Zeilenendstufe mit Hochspannungskaskade.

 

Im Zuge der Umstellung von Röhren auf Halbleiter wurde zunächst die Hochspannungsgleichrichterröhre durch eine Halbleiteranordnung, nämlich einen Spannungsvervielfacher mit Selengleichrichterstrecken, ersetzt. In Bild 18.25 sind die Röhren 1 und 2 die herkömmliche Zeilenkipp-Endstufe mit Boosterdiode. Anstelle einer Hochspannungsgleichrichterröhre ist eine fünfstufige Gleichrichterkaskade an den Zeilenausgangsübertrager angeschlossen. Solche Vervielfacherschaltungen wurden bereits früher zur Hochspannungserzeugung für Oszillografenröhren eingesetzt.

Funktionsweise: Der Kondensator Cl wird über die Gleichrichterstrecke G1 auf den Spitzenwert Usp der Rücklaufspannung aufgeladen. An der Gleichrichterstrecke G1 addieren sich in jedem Moment die Impulsspannung des Übertragers und die Gleichspannung am Kondensator C1. An der Gleichrichterstrecke entsteht eine pulsierende Gleichspannung, die während der Sperrphase zwischen 0 V und 2 Usp variiert. Über die Gleichrichterstrecke G2 wird der Kondensator C2 dann auf 2 Usp aufgeladen. Dieser Vorgang wiederholt sich in den folgenden Kaskadenstufen. Jedes Mal wird der vorherigen Stufe die Spannung Usp hinzugefügt. Die Gesamtschaltung ist so dimensioniert, dass am Ausgang, der Anodenerdkapazität C6 der Bildröhre, eine Gleichspannung von 25 kV relativ zur Masse entsteht.

Am ersten Ladekondensator C1 dieser Kaskade wird auch die Fokussierspannung für die Bildröhre abgegriffen und über ein Potentiometer R1 auf den benötigten Wert, z. B. 4,8 kV, eingestellt. Am Potentiometer R2 desselben Spannungsteilers wird zusätzlich eine Steuerspannung für die Regelröhre Rö3 abgegriffen. Diese stabilisiert mit einer Regelspannung ur auf die gleiche Weise wie in den Abbildungen 18.22 und 18.24 die Hochspannung und hält dadurch die Ablenkströme und die Bildbreite konstant.

 

18.26 Spannungsvielfacher: Schichten isolierendes Material, verbundene Metallplatten oder Drahtgitter, mehrstufige Struktur, Isolatoren, Ein- und Ausgangsanschlüsse.

 

Gleichrichterkaskaden dieser Art haben die Hochspannungsgleichrichterröhren fast vollständig ersetzt. Diese Vervielfacherbaugruppen werden gemäß dem Schaltbild in Bild 18.26 als kompakte und gegossene Bauelemente geliefert, um der hohen Spannungsbelastung von 25.000 Volt standzuhalten.

 

18.27 Addition des auf die Sekundärseite transformierten Rücklaufimpulses und seiner 5. Harmonischen.

 

In Bild 11.52 wurden bereits die Vorteile der Abstimmung der Sekundärseite des Zeilenausgangsübertragers auf die dritte Harmonische der Rücklauffrequenz (3-H-Abstimmung) behandelt. Bei Farbempfängern, die eine hohe Leistung aus der Ablenkstufe entnehmen, ist es noch vorteilhafter, die Sekundärseite des Übertragers auf die fünfte Harmonische abzustimmen. Dies führt zu dem in Bild 18.27 dargestellten Verlauf der Zeilenrückschlagspannung. Der Kurvenkopf wurde verbreitert und eingeebnet. Dadurch verringert sich etwas die ohnehin schon grenzwertige Spannungsbelastung der Stufe. Außerdem kann der Hochspannungsgleichrichter über eine etwas längere Zeit Strom liefern, um den Speicherkondensator für die Anodengleichspannung vollständig aufzuladen.

Für die Einstellung der 5-H-Abstimmung wird normalerweise eine zusätzliche Induktivität L gemäß Bild 18.28 am Horizontal-Ablenktransformator angebracht und vom Hersteller des Transformators fest abgeglichen. Falls eine Nachjustierung gemäß den Serviceanleitungen erforderlich ist, kann einfach auf dem Oszilloskop die Höhe der beiden Spitzen in der Kurve Bild 18.27 angeglichen werden.

 

18.28 Abgleichelement für die 5. Harmonische.

 

In Bild 18.28 ist auch die Heizung einer Hochspannungsgleichrichterröhre angedeutet. Sie besteht aus einer einzigen Spulenwindung auf dem Übertrager. Da sie die volle Hochspannung im Vergleich zu den anderen Bauteilen trägt, muss sie sorgfältig isoliert sein - eine weitere Komplikation, die zur Ersetzung der Hochspannungsgleichrichterröhre durch eine Hochspannungskaskade beigetragen hat.

 

18.29 Spannungsversorgung einer Zeilendstufe über einen Netztransformator (Uß = 440 V).

 

Bild 18.29 und 18.30: Stromversorgung von Zeilen-Endstufen Die hohe Gesamtleistung, die von der Zeilenendstufe eines Farbempfängers geliefert werden muss, erfordert auch eine leistungsfähige Stromversorgung für die Endpentoden. Anstelle der üblichen Betriebsspannung von 250 V, die bei Schwarzweißempfängern direkt aus dem Wechselstromnetz gewonnen wird, wird bei Farbempfängern eine Spannung von 380 V oder 440 V verwendet, um die gewünschte Leistung mit geringeren Strömen zu erreichen. Dies erleichtert die Auslegung der Gleichrichter und Siebkapazitäten. Die Endröhren für die Horizontalablenkung sind ebenfalls auf diese Werte abgestimmt.

Ein Ansatz, um die höhere Betriebsspannung zu erzielen, besteht darin, einen Netztransformator zu verwenden, der die Wechselspannung in Bild 18.29 auf eine höhere Spannung transformiert. Mit Hilfe einer Einweggleichrichterschaltung wird dann die Betriebsspannung Uß = 440 V für die Horizontalendstufe gewonnen. Ein weiterer Einweggleichrichter liefert +250 V für die anderen Stufen des Geräts.

 

18.30 Spannungsversorgung einer Zeilenendstufe über Spannungsoerdoppler (Uß = 380 V).

 

Ein Netztransformator ist jedoch ein relativ aufwendiges Bauelement und sein magnetisches Feld könnte Brummstörungen verursachen. Daher wird die höhere Betriebsspannung häufig mit Hilfe einer Spannungsverdopplerschaltung nach Bild 18.30 erzeugt. In diesem Beispiel ergibt sich eine Spannung von Uß = 380 V für die Horizontalablenkstufe. Ein weiterer Einweggleichrichter liefert wie im vorherigen Bild eine Spannung von +250 V für die anderen Stufen.

In anderen Geräten werden wiederum zwei normale Einweggleichrichter verwendet. Die Gleichrichterdioden sind gegenläufig gepolt, so dass ein Kreis +250 V und der andere -250 V relativ zur Masse erzeugt. Für die Horizontalablenkendstufe wird die Serienschaltung als Betriebsspannung verwendet, wodurch etwa 500 V zur Verfügung stehen.

 

Zeilenendstufen mit Transistoren

Die Transistorisierung von Zeilenablenkendstufen wurde erst möglich, nachdem Transistoren entwickelt wurden, die der hohen Rücklaufspannung beim Abschalten des Ablenkstroms standhalten konnten. Dabei muss berücksichtigt werden, dass diese hohe Spannung nicht mehr an der mehrere Millimeter dicken Isolierstrecke im Vakuum einer Röhre liegt, sondern an der hauchdünnen Sperrschicht eines Siliziumchips. Die beeindruckenden Werte, die bei der Entwicklung solcher Transistoren erreicht wurden, sind in der folgenden Tabelle aufgeführt, die die Grenzwerte von Hochvolttransistoren für Horizontalablenkschaltungen von Fernsehempfängern zeigt. Die Typen BU 205 und BU 208 wurden ursprünglich als BU 105 bzw. BU 108 bezeichnet. Die Sättigungsspannung, also die Spannung zwischen Emitter und Kollektor im eingeschalteten Zustand, liegt bei diesen Transistoren unter 5 V. Dabei darf der maximal zulässige Spitzenstrom mehrere Ampere betragen. Dies führt zu den in der Tabelle angegebenen Verlustleistungen von 10...12,5 W. Für eine mit Transistoren bestückte Zeilenablenkendstufe muss die gesamte Stromversorgung auf diese hohen Ströme ausgelegt sein. Die Endstufe, die auch als Spannungswandler fungiert, wandelt einen Teil der insgesamt zugeführten Leistung (bis zu 100 W!) für die Stromversorgung anderer Stufen um.

 

18.31 Horizontalablenkstufe mit Niederspannungsversorgung.

 

Bild 18.31: Niedervolt-Horizontalablenkstufe Diese von Siemens vorgeschlagene Horizontalablenkschaltung arbeitet mit nur 60 V Betriebsspannung und dem Transistor T1 (Typ TV 127). Zusammen mit der Diode E 1340 und dem Kondensator C funktioniert sie ähnlich wie eine Zeilenendstufe mit röhrenbestückter Boosterdiode. Die zeilenfrequente Steuerspannung, die über den Transistor BC 141 und den Transformator Ü1 zugeführt wird, ist so geformt, dass der Transistor T2 in der ersten Hälfte der Zeile Strom führt und die Ablenkspulen über die Wicklungen w1, w2/w5 und w6 speist. Danach wird er gesperrt und der aufgeladene Kondensator C liefert über die Diode die Energie für die zweite Hälfte der Zeilenablenkung (siehe Bild 11.27').

Der Kollektorstrom des Transistors T2 erreicht ein Maximum von 12 A, während der Spitzenstrom durch die Sperrdiode bei 8...9 A liegt. Um den Wicklungswiderstand niedrig zu halten, sind auf dem Zeilenausgangsübertrager zwei parallelgeschaltete Primärwicklungen w1 und w2 vorhanden. In der Stromzuführung befindet sich ein ohmscher Widerstand von 6,8 Ohm, um den Transistor vor Überlastung bei Hochspannungsüberschlägen zu schützen. Um die Ablenkspulen an die Endstufe anzupassen, sind sie ebenfalls parallelgeschaltet. Im Ablenkkreis wurden die Schaltelemente zur Linearitätseinstellung und Rasterkorrektur angedeutet.

Die Abschaltzeit beträgt etwa 0,5 µs, was zu einer Rücklaufspannung von etwa 550 V am Transformator führt. Die Wicklung w4 und die Hochspannungs-Gleichrichterkaskade erzeugen daraus die Anoden- und Fokussierspannung für die Bildröhre, nämlich 25 kV und 5 kV. Die Funktion der Wicklung oben links am Zeilenablenktransformator mit der Bezeichnung "Pulsspeisung" wird im nächsten Bild erläutert.

 

18.32 Horizontalablenkstufe mit geschaltetem Netzteil

 

Im Bild 18.32 sieht man eine Horizontal-Ablenkendstufe mit pulsmodulierter Stromversorgung. Die Funktion der Transistoren T1 und T2 sowie des Zeilenausgangsübertragers mit den Wicklungen w1 bis w8 entspricht der vorherigen Schaltung. Neu hinzugekommen sind die Transistoren T3 und T4 an der zuvor als "Pulsspeisung" bezeichneten Wicklung w3. Über diese Wicklung wird jetzt die Ablenkstufe mit Betriebsstrom versorgt. Ein Einweggleichrichter, der an das Stromnetz angeschlossen ist, dient als Spannungsquelle. Er liefert 250 V über den steuerbaren Schalttransistor T3 an die Wicklung w3. Diese Spannung wird durch eine zeilenfrequente Impulsspannung ur, die über den Transistor T4 und den Übertrager Ü3 verläuft, so moduliert, dass in den Wicklungen w1 und w2 der Ablenkendstufe eine Betriebsspannung von 60 V entsteht. Diese Spannung wird mit einem 470-µF-Kondensator geglättet und dient gleichzeitig zur Versorgung der Vertikal-Ablenkstufe.

Der Zweck und der Vorteil dieser Anordnung besteht darin, dass die Horizontalendstufe sowohl die Hochspannung als auch die Betriebsspannung von +60 V selbst erzeugt, ohne dass ein separates Netzteil für die 60-V-Gleichspannung mit hoher Strombelastbarkeit erforderlich ist. Außerdem werden durch diese Konfiguration die Ablenkstufen galvanisch vom Stromnetz getrennt.

Die zeilenfrequente Steuerspannung ur für diese pulsmodulierte Stromversorgung wird vom Horizontaloszillator abgeleitet. Eine nicht dargestellte Regelstufe beeinflusst die Pulsbreite in Abhängigkeit von der Hochspannung. Dadurch werden Lastschwankungen und andere Einflüsse ausgeglichen, indem bei breiten Impulsen dem Übertrager Ü2 mehr Energie zugeführt wird, um die Spannungen zu stabilisieren.

 

18.33 Horizontalablenkstufe ohne Übertrager für den Ablenkspulensatz

 

Bild 18.33 zeigt eine Horizontal-Ablenkstufe ohne Übertrager. In dieser von Siemens vorgeschlagenen Schaltungsoption wird der Übertrager für die Ablenkspulen vollständig eliminiert. Die Spulen werden ähnlich wie bei eisenlosen NF-Endstufen direkt von einem Leistungstransistor gespeist. Der Hochvolt-Leistungstransistor BU 108 wird mit einer Betriebsspannung von 130-150 V versorgt. Anstelle der Wicklung w3 des Zeilenausgangsübertragers, wie in den vorherigen Bildern, tritt hier die Drossel Dr auf. Die Steuerimpulse für den Transistor BU 108 werden über den Übertrager Ü1 von einer Komplementär-Treiberstufe in der üblichen Weise bereitgestellt.

Es ist bemerkenswert, dass die Basis-Kollektor-Strecke des Transistors BU 108 als Schaltdiode fungiert, anstatt einer separaten Energierückgewinnungsdiode, wie in den vorherigen Bildern. Um den Stromkreis zu schließen, ist die Diode BY 188 zwischen der Basis und der Bezugsspannung geschaltet. Bei dieser Art von Horizontal-Ablenkstufe muss die Hochspannung mithilfe eines separaten geschalteten Netzteils erzeugt werden.

 

18.34 Horizontalablenkstufe mit zwei Leistungstransistoren

 

Bild 18.34 zeigt eine Horizontal-Ablenkstufe mit zwei Transistoren BU 108. In den bisherigen Schaltungen waren spezielle Wandlerstufen erforderlich, um Betriebsgleichspannungen von 60 V oder 150 V aus der allgemein verfügbaren Gleichspannung von 250 V zu erzeugen. In dieser Schaltung, basierend auf Siemens-Unterlagen, werden zwei Transistoren BU 108 direkt in Serie an der 250 V Gleichspannung betrieben. Die Speisespannung wird über die Widerstände R1, R2 und die Kondensatoren C1 und C2 aufgeteilt und symmetriert, um sicherzustellen, dass beide Transistoren gleichmäßig arbeiten und keiner von ihnen durch Überlastung überhitzt wird. Jeder Transistor besitzt eine eigene Arbeitswicklung auf dem Zeilenausgangsübertrager Ü2. Die Kondensatoren C3 und C4 dienen als Rückschlagkondensatoren. Wie in Bild 18.33 dienen die Basis-Kollektor-Strecken der Transistoren BU 108 in Verbindung mit den Dioden im Basiskreis als Schaltdioden. Die zeilenfrequente Schaltspannung wird über den Übertrager Ü1 zugeführt.

Auf dem Zeilenausgangsübertrager sind wieder Wicklungen für die Hochspannung und verschiedene Zeilenrücklaufimpulse im Empfänger vorgesehen. Der Spannungsteiler R1/R2 enthält eine Z-Diode am Fußpunkt, an der eine stabilisierte Versorgungsspannung von 24-30 V für normale Transistorstufen abgegriffen werden kann. Ähnliche Zeilen-Ablenkendstufen mit zwei Transistoren vom Typ DTS-804 wurden von der Firma Ditratherm vorgeschlagen.

 

18.35 Prinzip einer Horizontalendstufe mit Brückenschaltung

 

Bild 18.35 zeigt eine Horizontal-Ablenkendstufe mit Brückenschaltung, die ebenfalls mit zwei Transistoren arbeitet. Diese Schaltung wurde von SEL entwickelt. Der Transistor T1 erzeugt über den Zeilenausgangsübertrager die Hochspannung und etwa 85% der Ablenkleistung. Transistor T2 liefert den restlichen Ablenkstrom und die verschiedenen Korrekturspannungen für die Raster- und Konvergenzentzerrung.

Die beiden Transistoren sind durch die Brückenschaltung voneinander entkoppelt. Transistor 2 ist in Serie mit der Ablenkspule Lp und dem Hauptgenerator geschaltet. Er erzeugt einen zusätzlichen Ablenkstrom in der Spule Lp und einen weiteren Strom über die Wicklung w2. Der Strom durch w2 verläuft entgegengesetzt zum Hauptstrom des Zeilenausgangsübertragers, was eine Entkopplung der Transistoren bewirkt und Vorteile für die Rasterkorrektur bietet.

 

18.36 Vollständige Horizontal-Ablenkendstufe

 

In Bild 18.36 ist die Gesamtschaltung dargestellt, wie sie ab dem Jahrgang 1972 von Graetz und Schaub-Lorenz in Farbfernsehgeräten verwendet wurde. Der Transistor T1 verwendet den Hochvolttyp BU108. Ähnlich wie in den Bildern 18.33 und 18.34 dient die Basis-Emitterschaltung als Schalterdiode. Der Transistor wird mit einer zeilenfrequenten Spannung gesteuert und mit einer Betriebsspannung von 150 V versorgt. Da die am Zeilenübertrager verfügbare Spannung etwas niedriger ist als bei einer Röhrenstufe, wird eine fünfstufige Hochspannungskaskade verwendet.

Der Transistor T2 erhält eine speziell aufbereitete bildfrequente Steuerspannung zur Ost-West-Rasterkorrektur. Er fungiert als aktiver Energielieferant für diese Korrekturspannung im Gegensatz zu anderen Schaltungen, bei denen Energie entzogen wird. Einzelheiten über Rasterkorrekturschaltungen werden im nächsten Kapitel behandelt. Hier liegt der Schwerpunkt auf dem Zusammenhang zwischen der Horizontalablenkung und der Erzeugung der Betriebsspannung.

 

18.37 Netzteil mit Spannungsstabilisierung über Fotokoppler und Triac

 

Bild 18.37 zeigt ein Triac-Netzteil, das zur Stabilisierung der verschiedenen Betriebsspannungen eines Farbfernsehempfängers verwendet werden kann. Bei dieser Lösung werden alle Spannungen über einen Netztransformator bezogen, und der Eingangsstrom des Transformators wird durch einen Triac in Phasenanschnittsteuerung geregelt, um sicherzustellen, dass die von einem Brückengleichrichter gelieferten Versorgungsspannungen konstant bleiben. Der Regelkreis wird durch einen Fotokoppler gebildet. Das Licht der Lampe fällt auf einen Fotowiderstand, dessen Widerstandswert den Steuerkreis des Triac beeinflusst. Dadurch werden alle Sekundärspannungen des Netztransformators stabilisiert.

Dieses Netzteil bietet eine besonders übersichtliche Schaltungstechnik, hat jedoch den Nachteil, dass ein großer Netztransformator für die gesamte Leistung benötigt wird, die vom Empfänger benötigt wird.

 

18.38 Netzteil mit Spannungsstabilisierung durch Impulstastung

 

Bild 18.38 zeigt ein Schaltnetzteil, das auf dem Prinzip der Impulsladung eines Speicherkondensators basiert. Dabei wird ein Thyristor-Netzteil verwendet, das mit einer Frequenz von etwa 20 kHz arbeitet. Beim Einschalten werden die Kondensatoren C1 bis C4 mit Gleichspannung aus einem Brückengleichrichter aufgeladen. Sobald die Spannung am Kondensator C4 die Zündspannung des Diacs D1 erreicht, schaltet der Thyristor durch und verbindet C2 und L1 zu einem Schwingkreis. Der Kondensator C2 entlädt sich über den Thyristor, wodurch eine positive Halbwelle eines sinusförmigen Stroms entsteht. Im Nulldurchgang löscht der Thyristor, und die Diode D2 übernimmt die negative Halbwelle.

Die Wicklung w1 des Übertragers wird von diesem Wechselstrom durchflossen, wodurch an der Wicklung w2 eine Wechselspannung entsteht. Diese wird über einen Einweggleichrichter gerichtet und ergibt eine Gleichspannung von +30 V, die mit einer Belastbarkeit von 6 A verwendet werden kann. In der Schaltung ist nur diese eine Versorgungsspannung dargestellt, während in einem Farbempfänger normalerweise mehrere Sekundärwicklungen für verschiedene Spannungen vorgesehen sind.

An der Hilfswicklung w3 wird mithilfe der Diode D4 eine Gleichspannung gewonnen. Diese Gleichspannung liegt über die Z-Diode D5 an der Basis des Transistors T2 an, der als Regeltransistor dient. Wenn die Ausgangsspannung größer als die Referenzspannung wird, beginnt der Transistor T2 zu leiten und ein Teil des Ladestroms für den Kondensator C4 fließt über den Transistor. Dadurch wird die Sperrphase des Thyristors verlängert, die Ausgangsspannung sinkt ab und die Spannungsänderung wird ausgeglichen.

Obwohl in diesem Beispiel ein Schwingkreis mit einer Frequenz von etwa 20 kHz verwendet wird, arbeiten andere Geräte mit Schaltwandlern oder geschalteten Stromversorgungsteilen, die mit der Zeilenfrequenz von etwa 15,6 kHz getaktet werden. Ein Teilbeispiel für eine solche Spannungswandlung wurde bereits in Bild 18.23 erwähnt.

 

Thyristor-gesteuerte Horizontale Ablenkung

 

18.41 Verlauf des Zeilenablenkstroms

 

Der Verlauf des Ablenkstroms im Hinlauf und Rücklauf einer elektromagnetischen Strahlablenkung wird in Bild 18.41 dargestellt. Dabei wird ein Sägezahnstrom verwendet, der den Elektronenstrahl waagerecht über den Bildschirm bewegt.

Der Ablenkstrom steigt vom negativen Maximalwert am linken Bildrand an und erreicht in der Bildmitte den Wert Null. Anschließend steigt er weiter an bis zum positiven Maximalwert am rechten Bildrand. Dieser Hinlauf dauert etwa 52 µs. Danach kehrt der Ablenkstrom schnell zum negativen Maximalwert zurück, was bedeutet, dass der Strahl zum linken Bildrand zurückspringt. Während des Rücklaufs wird der Strahl jedoch dunkelgetastet, sodass keine Lichtspur auf dem Bildschirm entsteht. Der gesamte Vorgang dauert etwa 64 µs.

Im Bild sind einige wichtige Zeitpunkte markiert:

- to: Beginn des Hinlaufs, Ablenkstromwert i = imax (maximaler positiver Wert)
- t2: Bildmitte, Ablenkstromwert i = 0
- t5: Beginn des Rücklaufs, Ablenkstromwert i = +imax (maximaler negativer Wert)
- t6: Mitte des Rücklaufs, Ablenkstromwert i = 0
- t7: entspricht to, Beginn des nächsten Hinlaufs

Diese Zeitpunkte kennzeichnen die Phasen des Ablenkstroms und ermöglichen die Steuerung des Elektronenstrahls zur Erzeugung der gewünschten Bilder auf dem Bildschirm.

 

18.42 Blockschaltung einer Horizontalablenkstufe mit Thyristoren

 

Bild 18.42 zeigt die Blockschaltung einer Zeilenendstufe mit Thyristoren für die Strahlablenkung. Es werden mindestens vier Halbleiterbauelemente verwendet: zwei Thyristoren (Th) und zwei Leistungsdioden (D), die in Verbindung mit Induktivitäten (L) und Kapazitäten (C) den sägezahnförmigen Ablenkstrom erzeugen. Die Betriebsspannung (Uß) wird über eine Ladedrossel (Lr) zugeführt. Eine Koppelwicklung liefert eine Spannung für die Zündelektrode bzw. Torelektrode des Thyristors (Thj). Die Schaltung besteht aus drei Stufen: dem Rücklaufschalter, dem Hinlaufschalter und dem Ablenksatz.

Der Rücklaufschalter besteht aus einem Thyristor (Thß) und einer antiparallel geschalteten Diode (Dr). Der Thyristor wird mit Impulsen aus dem Zeilenfrequenzgenerator gesteuert. Der Hinlaufschalter besteht ebenfalls aus einem Thyristor (Thj) und einer antiparallel liegenden Diode (Dr). Der Ablenksatz besteht aus einer Ablenkspule (Ly), die über eine Kapazität (Gy) mit der Thyristorsteuerung verbunden ist.

 

18.43 Funktionsdiagramm; schwarze Balken kennzeichnen, dass die Dioden und Transistoren während dieser Zeitabschnitte durchgeschaltet sind.

 

In Bild 18.43 ist der Verlauf des Ablenkstroms dargestellt. Der Ablenkstrom (iy) bildet den sägezahnförmigen Hinlauf, während der Resonanzstrom (ir) den Rücklauf darstellt. Die Schaltzeiten der Thyristoren und Dioden sind als Balken dargestellt. Es wird auch auf den Triggerimpuls für den Thyristor im Hinlaufschalter und die Triggerspannung für den Thyristor im Rücklaufschalter hingewiesen.

Die Funktion der Schaltung basiert auf dem abwechselnden Laden und Entladen von Spulen und Kondensatoren über die Thyristoren und Dioden. Die Durchschaltzeiten der Bauelemente werden durch die Steuerung festgelegt. Die Ladedrossel (Lr) spielt eine wichtige Rolle beim Aufladen der Kondensatoren und der Zuführung der Energie für die Gesamtfunktion. Die Schaltung ermöglicht eine präzise Steuerung des Ablenkstroms und damit die Bewegung des Elektronenstrahls über den Bildschirm. Durch die Verwendung von Thyristoren als Leistungsschalter kann eine effiziente und stabile Strahlablenkung erreicht werden.

Es sei angemerkt, dass die Erläuterungen zu den Schaltzeiten, Strom- und Spannungsverläufen und zur Funktionsweise der Schaltung detailliert sind und den Umfang eines einzelnen Texts überschreiten. Bei Interesse an weiteren Informationen zu diesem Thema wird empfohlen, Fachliteratur oder spezifische Schaltungsunterlagen zu Rate zu ziehen.

 

 

18.44 Horizontal-Ablenkstufe mit Thyristoren

 

Bild 18.44 zeigt eine praktische Ausführung der Horizontal-Ablenkendstufe für Blaupunkt-Farbfernseher mit der 110°-Dünnhalsröhre A 67-150 X. Die Bauelemente sind paarweise angeordnet, um eine optimale Wirkungsweise zu gewährleisten. Die Betriebsspannung beträgt 240 V und wird aus einem thyristorstabilisierten Netzteil entnommen, um die Bildbreite und Hochspannung konstant zu halten.

Die Schaltung enthält eine Ladedrossel (Le) und eine Spule (Lp), die dem Prinzip in Bild 18.42 entsprechen. Die Induktivität von Lp ist einstellbar, um den Schwingkreis auf die Rücklaufzeit abzustimmen. Der Rücklaufkondensator (CE) ist in zwei Teilkapazitäten (Cpi und Cr9) unterteilt, um die Spannungsbelastung zu verringern. Ein Serienschwingkreis (C6 - LI) mit einem stark gedämpften Widerstand (R3) verhindert Entladestromspitzen und Einschwingvorgänge zu Beginn des Hinlaufs.

Der Rücklaufschalter ist mit einem RC-Glied (C3 - R2 - C2) gedämpft, um die Spannungsanstiegsgeschwindigkeit zu begrenzen. Ferritperlen (Fe) verhindern Störschwingungen beim Abschalten. Der Thyristor (Thp) wird mit Triggerimpulsen vom Zeilengenerator gesteuert. Der Hinlaufschalter besteht aus einem Netzwerk (C7 - R4 - L2), das an eine Anzapfung der Ladedrossel Le angeschlossen ist. Es erzeugt eine zeilenfrequente Impulsspannung, die den Hinlaufthyristor Thp steuert.

Der Ablenksatz ist direkt an die Thyristorstufe angeschlossen und besteht aus einer Zusatzwicklung (10-11) und einem Lineareinschleifer. Die Spannung für den Ablenksatz wird über eine kleine Zusatzwicklung (10-11) transformiert, um einen günstigen Wirkungsgrad zu erzielen.

 

18.45 Zeilentransformator mit der Sekundärbeschaltung.

 

In Bild 18.45 sind die Sekundärwicklungen des Zeilenausgangsübertragers dargestellt. Eine Vervielfacherkaskade erzeugt eine Fokussierspannung, und die Teilspannung am Fußpunkt der Wicklung dient als Regelspannung für die Strahlstrombegrenzung und Bildhöhenregelung. An der unteren Sekundärwicklung werden Austastimpulse für andere Stufen entnommen. Ein Einweggleichrichter erzeugt eine Gleichspannung von ± 4 V für die Einstellung der vertikalen und horizontalen Mittenlage des Bildes.

Die primäre Wicklung des Zeilenendausgangsübertragers ist mit einer Diode (BY184) zur Gleichrichtung der Rückschlagspannung verbunden. Die daraus resultierende Gleichspannung wird aufgestockt, um die Schirmgitterspannung (800 Vss) für die Bildröhre zu liefern.

 

18.46 Niederspannungsstromversorgung aus dem Zeilenablenkteil.

 

In Bild 18.46 ist die Koppelwicklung auf der Ladedrossel Le herausgehoben. Durch den zeilenfrequent geschalteten Strom wird eine Spannung an dieser Koppelwicklung erzeugt. Die gleichgerichtete Spannung steht zur Versorgung der Transistorstufen des Empfängers zur Verfügung. Durch die geschickte Auslegung und Bemessung der Gesamtschaltung ist es möglich, bis zu 70 W Leistung zu entnehmen, wobei sich die Spannung zwischen Leerlauf und Vollast nur geringfügig ändert.

 

18.47 Bildbreitenstabilisierung über einen Transduktor.

 

Bild 18.47 und 18.48 beschreiben eine Methode zur Stabilisierung der Bildbreite und Hochspannung innerhalb der Zeilen-Ablenkendstufe. Hierbei wird ein Regelkreis verwendet, um den Speisestrom der Ladedrossel Lp so zu regeln, dass die Ausgangsspannungen des Ablenkteils konstant bleiben. Als Stellglied wird die Arbeitswicklung eines Transduktors verwendet, die als steuerbare Induktivität wirkt. Die Steuerwicklung wird mit einem Strom Ist gespeist, der von der Amplitude der Zeilenablenkspannung abhängt. Dadurch wird der Regelkreis hergestellt. In Bild 18.47 wird die Steuerwicklung parallel zur Ladedrossel Le geschaltet.

 

18.48 Steuerstromkreis des Transduktors.

 

In Bild 18.48 wird ein Beispiel gezeigt, wie man die Steuerspannung gewinnen kann. Eine dem Ablenkstrom proportionale Rückschlagspannung von 55 Vss wird vom Zeilenausgangsübertrager entnommen und gleichgerichtet. Die eingestellte Teilspannung am 250-Ohm-Trimmpotentiometer wird mit einer konstanten Spannung von einer Z-Diode vom Typ ZPD 8.2 verglichen. Die Differenzspannung steuert den Regeltransistor BC 340 und damit den Strom durch die Steuerwicklung des Transduktors.

Durch diesen Regelkreis kann die Bildbreite und Hochspannung konstant gehalten werden, indem der Speisestrom der Ladedrossel entsprechend angepasst wird. Dadurch werden mögliche Schwankungen in der Ablenkspannung ausgeglichen und ein stabiler Betrieb des Fernsehers gewährleistet.

 

18.49 Horizontal-Ablenkschaltung mit Transduktor-Regelung.

 

Bild 18.49 zeigt eine Horizontal-Ablenkschaltung mit Transduktor-Regelung, die mit den Thyristoren BT119 und BT120 von Intermetall ausgestattet ist. Die Schaltung besteht im Wesentlichen aus den bereits besprochenen Funktionsstufen:

- Ladedrossel Lp mit parallelgeschaltetem Transduktor zur Bildbreiten- und Hochspannungsstabilisierung
- Rücklaufschalter mit dem Thyristor BT120 und der Diode BY189
- Hinlaufschalter mit dem Thyristor BT119 und einer Diode BY189
- Ausgangsübertrager mit den Ablenkspulen Ly und dem Kondensator Cy, der am Fußpunkt liegt
- Hochspannungskaskade und Einweggleichrichter für die Bildröhrenspannungen

Zum Abgleichen der Rückschlagzeit ist eine Einstellspule Lj in Serie mit der Rücklaufspule Lr vorhanden. Der Thyristor Thy im Hinlaufschalter erhält seine Torspannung aus der Koppelwicklung der Spule Lp. Die Spule L3 dient dem Abgleichen des Triggersignals. Die Regelstufe zur Steuerung des Transduktors ist als Blockschaltung dargestellt. Die Steuerspannung für diese Regelstufe kann gemäß Bild 18.48 gewonnen werden. Die Regelung ist so ausgelegt, dass Netzspannungsschwankungen von ± 10 % sowie Strahlstromänderungen zwischen 0,1 mA und 1,5 mA die Bildbreite höchstens um 1 % verändern.

Die Thyristorsteuerung für Horizontal-Ablenkendstufen wurde hauptsächlich mit dem Aufkommen von Dünnhalsbildröhren relevant. Geeignete Thyristoren werden von verschiedenen Unternehmen hergestellt. Die Tabelle zeigt eine Auswahl solcher Bauelemente. Besonders bemerkenswert sind die Typen der Unternehmen AEG-Telefunken und Siemens, bei denen die zum Thyristor passende Diode im gleichen Siliziumplättchen integriert ist.

 

 

19. Konvergenzeinheit

Die Konvergenzeinstellung beim Farbfernsehempfänger besteht aus zwei Hauptvorgängen:

1. Rasterkorrektur oder Kissenentzerrung: Dieser Vorgang beinhaltet die Korrektur des Zeilenrasters, um ein geometrisch genaues und rechteckiges Bild auf dem Bildschirm zu erzeugen. Dabei werden Korrekturströme in der Ablenkeinheit verwendet.

2. Konvergenzeinstellung der Farbdeckung: Dieser Vorgang bezieht sich auf die richtige Ausrichtung der drei Elektronenstrahlen (Blau, Grün und Rot) durch die Konvergenzeinheit, um sicherzustellen, dass sie jeweils auf die entsprechenden Farbpunkte treffen. Dies ermöglicht die Erzeugung einer korrekten Farbdeckung und die Darstellung von Weiß an allen Stellen des Bildschirms. Korrekturströme werden verwendet, um diese Konvergenzeinstellung vorzunehmen.

Im Sprachgebrauch der Fernsehtechniker wird der Begriff "Konvergenz" oft für beide Funktionen verwendet, obwohl es sich um zwei unterschiedliche Vorgänge handelt. Dies liegt daran, dass sowohl die Rasterkorrektur als auch die Konvergenzeinstellung zur Gewährleistung einer korrekten Bildqualität und Farbdeckung beitragen. Die Schaltungen für diese Konvergenzfunktionen sind oft komplex und gelten als die anspruchsvollsten Teile des Farbfernsehempfängers. Die Entwicklungsteams der Hersteller investieren viel Zeit und Ressourcen in den Entwurf und die Optimierung dieser Schaltungen.

Um die Arbeit der Prüffeld- und Servicetechniker zu erleichtern, werden spezielle Konvergenz-Einstellplatten mit symbolischen Bedienelementen entwickelt. Diese Platten ermöglichen es dem Techniker, das Raster und die Farbdeckung auf dem Bildschirm präzise einzustellen, indem er die entsprechenden Einstellungen in der richtigen Reihenfolge vornimmt. Früher befanden sich diese Einstellplatten an der Rückseite des Geräts, und der Techniker musste die Abgleichvorgänge über einen Spiegel beobachten. Bei neueren Geräten werden die Konvergenz-Einstellplatten so gestaltet, dass sie einfach zugänglich sind und der Bildschirm direkt betrachtet werden kann, während die Einstellungen vorgenommen werden.

 

Korrektur des Bildrasters oder Entzerrung von Kissenverzerrungen

 

19.01 Ablenkwinkel und Auslenkung auf dem Bildschirm sind nicht proportional zueinander.

 

Bild 19.01 zeigt den Ablenkwinkel und die Bildschirmebene einer Farbbildröhre. Im Inneren der Röhre befindet sich eine Lochmaske, die aus dünnem Stahlblech besteht und sich etwa 15 mm vom Leuchtschirm entfernt befindet. Die Lochmaske besteht aus fast einer halben Million winziger Löcher, die zeilenweise angeordnet sind.

Um die Anzahl der Löcher zu berechnen, betrachten wir den Bildschirm, der ein Seitenverhältnis von 3:4 hat. Bei einer Bildhöhe von etwa 600 Zeilen (wobei 25 Zeilen für den Bildrücklauf benötigt werden), benötigen wir also 600 Lochreihen in der Höhe. Basierend auf dem Seitenverhältnis von 3:4 ergibt sich die Rechnung:

x/600 = 4/3, also x = 800 Löcher pro Zeile.

Dies bedeutet, dass insgesamt n = 600 • 800 = 480.000 Löcher pro Maske vorhanden sind.

Die Bildröhrenhersteller geben in der Regel eine Zahl von 440.000 Löchern an, was bedeutet, dass die Bildränder etwas beschnitten werden. Dies hat jedoch kaum Auswirkungen auf den Betrachter, da es sich nur um einen Randstreifen von etwa 1,5 % in der Höhe und Breite des Bildes handelt. Diese Beschnittmaßnahme gewährleistet, dass keine schwarzen Bildränder auftreten und das Bild über den gesamten Bildschirm gleichmäßig angezeigt wird.

Um ein geometrisch genaues, rechteckiges Zeilenraster auf dem Bildschirm zu erzeugen und sicherzustellen, dass die drei Elektronenstrahlen durch dasselbe Maskenloch auf die entsprechenden Farbpunkte treffen, sind Konvergenzeinstellungen erforderlich. Dies umfasst zwei verschiedene Vorgänge:

1. Rasterkorrektur oder Kissenentzerrung: Durch die Anwendung von Korrekturströmen in der Ablenkeinheit wird das Zeilenraster entzerrt, um eine gleichmäßige Darstellung zu erreichen.

2. Konvergenzeinstellung der Farbdeckung: Es geht darum, die richtige Überlagerung von Blau, Grün und Rot zu erreichen, um an allen Punkten des Rasters eine weiße Farbe zu erzeugen. Hierzu werden Korrekturströme in die Konvergenzeinheit eingespeist.

Im Sprachgebrauch der Fernsehtechniker wird oft der Begriff "Konvergenz" verwendet, um beide Funktionen zu beschreiben, obwohl sie unterschiedliche Aspekte der Bildgeometrie betreffen. Die Konvergenz wird sowohl durch Korrekturströme in der Ablenkeinheit als auch durch zusätzliche Korrekturmaßnahmen in der Konvergenzeinheit erreicht. Die Konvergenzeinstellung wird in der Regel auf speziellen Konvergenz-Einstellplatten durchgeführt, die mit Symbolen und Bedienelementen versehen sind, um die Bedienung zu erleichtern.

Die Anordnung der drei Strahlsysteme innerhalb der Bildröhre erfolgt in Form eines gleichschenkligen Dreiecks, das um etwa 1,5° gegen die Mittelachse der Röhre geneigt ist. Die Elektronenstrahlen laufen im Inneren der Röhre zusammen und treffen dann auf die entsprechenden Farbpunkte mit rotem, grünem und blauem Leuchtstoff. Die Leuchtpunkte bilden ebenfalls ein gleichseitiges Dreieck. Jeder Lochreihe in der Lochmaske entspricht eine Gruppe von drei Leuchtpunkten. Insgesamt besteht der Bildschirm aus rund 1,3 Millionen Leuchtpunkten.

Die Konvergenz der drei Elektronenstrahlen muss an jedem Punkt der Lochmaske erzwungen werden, um ein regelmäßiges Zeilenraster mit den richtigen Farben auf dem Bildschirm zu erzeugen. Bereits bei Schwarzweißröhren erforderte dies spezielle Entzerrungsmaßnahmen, um die Zeilen in gleichmäßigen Abständen zu schreiben. Bei Farbempfängern sind zusätzliche Herausforderungen zu bewältigen, da die Farben durcheinander geraten können, insbesondere wenn die Zeilen nicht geradlinig verlaufen, sondern gekrümmt sind.

Eine der Fehlerquellen der Bildschirmgeometrie ist die kissenförmige Verzerrung des Zeilenrasters. Die Ablenkströme in den Ablenkspulen führen zu abhängig von der Position auf dem Bildschirm unterschiedlichen Ablenkwinkeln. Idealerweise sollten die entsprechenden Bildsignale auf einen kugelförmigen Bildschirm mit einem

Radius r projiziert werden. Da der tatsächliche Bildschirm jedoch flacher ist als eine Kugelschale, ergibt sich ein weiterer Weg zum Bildschirmrand im Vergleich zur Mittelachse. Dies führt dazu, dass die Strahlen weiter nach außen gelangen als beabsichtigt. Insbesondere in den Bildecken sind die Abweichungen am größten.

Durch die gesamte Empfängerschaltung wurde bisher eine genaue proportionale Übertragung aller Signale gewährleistet. Bei der Konvergenzschaltung ist jedoch zu beachten, dass eine gleichgroße Stromänderung am Rand des Leuchtschirms zu einer viel größeren Auslenkung führt als in der Mitte. Dies erfordert spezielle Maßnahmen, um diese Verzerrungen auszugleichen und eine gleichmäßige Darstellung auf dem Bildschirm zu gewährleisten.

 

19.02 Entstehung der Kissenverzerrung auf dem Bildschirm.

 

Um das auf dem Bildschirm angezeigte Rechteck korrekt wiederzugeben, muss eine Verzerrung in Form eines Kissens ausgeglichen werden. An den Ecken, die am weitesten vom Mittelpunkt entfernt sind, treten Kissenzipfel auf. Um diese Kissenkanten zu korrigieren, werden zusätzliche Ströme in den Ablenkspulen verwendet. Diese Ströme verlaufen nicht mehr linear mit einer sägezahnförmigen Anstiegsflanke, sondern werden gekrümmt, um die Verformung der Kissenkanten auszugleichen.

Diese Korrektur wird auch als Nord-Süd-Korrektur und Ost-West-Korrektur bezeichnet. Durch die Beeinflussung der Anstiegsflanken der Ablenkströme wird die Kissenverzerrung kompensiert. Dieser Vorgang ähnelt der Linearitätseinstellung oder Tangentenentzerrung bei Schwarzweißbildröhren. Das Ziel besteht darin, die Darstellung des Rechtecks auf dem Bildschirm möglichst korrekt und gleichmäßig zu gestalten.

 

19.03 Ostmestkorrektur durch größere Ablenkamplituden in der Bildschirmmitte.

 

Um die Ost-West-Korrektur vorzunehmen, muss die Verzerrung des Bildrasters aufgrund des flachen Bildschirms ausgeglichen werden. Bei dieser Kissenverzerrung sind die Zeilen oben und unten gekrümmt, während sie in der Mitte zu kurz sind. Diese gekrümmten Linien können mathematisch als Parabeln beschrieben werden, die entstehen, wenn ein Kegel schräg durchschnitten wird. Der Elektronenstrahl beschreibt beim Schreiben einer Zeile eine Kegelfläche, die die Bildschirmfläche schneidet.

Für die Ost-West-Korrektur konzentrieren wir uns vorerst nur auf die Länge der Zeilen. Indem wir die Amplituden der Zeilenablenkströme in der Mitte größer machen als oben und unten, können wir den Ost-West-Fehler korrigieren. Während einer Bildperiode müssen die Amplituden des Zeilenablenkstroms so moduliert werden, dass die mittlere Zeile, zum Beispiel Zeile 301, um den Korrekturbetrag länger ist als die Zeilen am oberen und unteren Bildrand. Die Modulationshüllkurve muss die Form einer Parabel haben, die der Kissenverzerrung entgegengesetzt ist. Dadurch ergeben sich als Mittelwerte lineare, senkrechte Begrenzungskanten des Bildrasters.

Die parabelförmigen Zusatz- oder Korrekturströme müssen für jeden Bildwechsel erneut erzeugt werden, da ihre Frequenz der Bildkippfrequenz entspricht. Daher werden die Ströme aus dem Vertikalablenkteil gewonnen. Für die Ost-West-Korrektur muss der Horizontalablenkstrom, der in der Zeilenendstufe erzeugt wurde, mit der Bildfrequenz amplitudenmoduliert werden. Bei einer 110°-Bildröhre müssen die Amplituden der Zeilenablenkströme in der Bildmitte etwa 8 % größer sein als am oberen und unteren Bildrand. Der Modulationsgrad beträgt also etwa ± 4 %. Diese für die Modulation erforderlichen Parabelspannungen werden durch das Integrieren von Bildkippimpulsen gewonnen.

 

19.04 Trapezverzerrung und Möglichkeiten zu ihrer Korrektur.

 

Die Trapezkorrektur wird benötigt, um die trapezförmige Verzerrung eines Rechteckmusters auf dem Bildschirm auszugleichen. Diese Verzerrung entsteht beispielsweise durch die Positionierung des Strahlsystems für die Farbe Blau, das etwas oberhalb der Mittelachse der Röhre angeordnet ist. Der Strahl muss bis zum unteren Rand einen längeren Weg zurücklegen, wodurch er weiter nach außen gelangt und die Zeile 601 länger wird als die Zeile 1. Im Bild ist dies übertrieben dargestellt, und die zusätzliche Kissenverzerrung wurde hier weggelassen, um die Trapezverzerrung besser zu verdeutlichen.

Um eine solche Trapezverzerrung auszugleichen, muss der Zeilenablenkstrom während einer Bildperiode mit einem entgegengesetzt verlaufenden Sägezahn moduliert werden, wie im unteren Teil des Bildes dargestellt. Durch die elektrisch verkürzte Zeilenamplitude bzw. den kleineren Ablenkstrom wird die Zeile auf dem Bildschirm optisch verkürzt - die Trapezseite wird kürzer.

Wenn das Trapez zudem an den Seiten kissenförmig verzeichnet ist, müssen gleichzeitig Parabel- und Sägezahnströme moduliert werden. Die Entwicklungsingenieure der Farbbildröhren und Farbfernsehempfänger haben sich intensiv mit diesen Korrekturen auseinandergesetzt, um Schaltungen zu entwickeln, mit denen Parabel- und Sägezahnströme erzeugt werden können. Der Servicetechniker kann diese dann routinemäßig anpassen, indem er den Bildschirm beobachtet und prüft, ob das Gittermuster richtig geradlinig und parallel wird, wenn die Einstellelemente betätigt werden.

Zusammenfassend können wir festhalten:

1. Seitliche Kissenverzeichnungen, also vertikale Linien, werden mit Vertikalablenkströmen korrigiert.
2. Kissenverzerrungen werden durch Parabelströme kompensiert.
3. Trapezverzerrungen werden durch Sägezahnströme kompensiert.

 

19.05 Kombinierte Kissen- und Trapezverzerrung.

 

Im Bild 19.05 sind die beiden Verzerrungen für ein blaues Rechteck kombiniert dargestellt: die Kissenverzeichnung und die überlagerte Trapezverzerrung, die entsteht, weil das Strahlsystem für Blau etwas oberhalb der Mittellinie des Bildschirms liegt. Die obere Kante des Rechtecks verlängert sich um das Maß "a" im Vergleich zur waagerechten Mittellinie, während die untere Kante um das Maß "b" weiter herausragt. Diese Verzerrungen wurden übertrieben groß dargestellt, um sie deutlicher darzustellen.

 

19.06 Zusammensetzung des Konvergenzstroms aus Parabelströmen und Sägezahnströmen.

 

Um diese ungleich langen Zeilen über die Bildhöhe hinweg wieder auf das gleiche Maß zu bringen, müssen ein Parabelstrom und ein Sägezahnstrom überlagert und mit diesem Summensignal der Zeilenablenkstrom moduliert werden. Die Entstehung des Summensignals ist in Bild 19.06 schematisch dargestellt. Der Parabelstrom (Bild 19.06a) wird durch Integrieren von Bildkippimpulsen gewonnen, während der Sägezahnstrom (Bild 19.06b) aus dem Vertikalablenkteil entnommen werden kann. Durch Addition ergibt sich die Kurvenform 19.06c. Zum Zeitpunkt 0, also am oberen Bildrand, weist sie eine Anhebung "a" im Vergleich zur Grundlinie auf. Nach Ablauf eines Bildes, also am unteren Bildrand, hat der Abstand den Wert "b" und ist größer als 0, wie es nach Bild 19.05 erforderlich ist.

 

19.07 Verwendung von vertikalfrequenten Korrekturströmen zur Modulation des Horizontalablenkstroms.

 

Nach der Modulation des Zeilenablenkstroms mit diesem Korrekturstrom ergibt sich der Verlauf gemäß Bild 19.07. Im Vergleich zu den Bildern 19.03 und 19.04 wurde die Zeitachse hier waagerecht angeordnet, ähnlich wie bei der Darstellung auf einem Elektronenstrahloszillografen.

 

19.08 Modulation des Vertikalablenkstroms mit zeilenfrequenten Korrekturparabeln.

 

Bei der Nordsüdkorrektur (Bild 19.08a und b) wird die Sache ziemlich kompliziert. Normalerweise wird der Elektronenstrahl oder das Strahlenbündel bei der Vertikalablenkung in einer Farbbildröhre mit einem kontinuierlichen Sägezahnstrom von oben nach unten gesteuert. Die Zeile 1 hängt jedoch in der Mitte des Bildschirms durch. Während der Dauer von Zeile 1 muss daher diesem 64 µs langen Abschnitt des Sägezahns einen Schub nach oben gegeben werden, und zwar in Form einer gegenläufigen Parabel. Diese Nordsüdkorrektur in der Mitte von Zeile 1 muss elektrisch genau den optischen Durchhang auf dem Bildschirm kompensieren. Bei den nächsten Zeilen wird diese Parabelkorrektur immer kleiner, und bei Zeile 301 ist keine Kompensation erforderlich, da sie ohnehin gerade verläuft. Am unteren Bildrand wiederholt sich das Spiel in umgekehrter Richtung: Der Vertikalablenkstrom muss mit horizontalfrequenten Parabeln moduliert werden, um die Nordsüd-Verzerrungen zu entzerren.

In Bild 19.08c ist der Verlauf dieses Parabelstroms allein dargestellt. Wie man daraus erkennen kann, ändert sich das Vorzeichen der Parabelspannungen beim Nulldurchgang der sägezahnähnlichen Hüllkurve. (Der Zeitmaßstab für die zeilenfrequente Parabelspannung musste in diesen Bildern gröber dargestellt werden, um die Zusammenhänge besser zu erkennen. In Wirklichkeit fallen natürlich rund 600 Zeilenparabeln in eine Bildperiode.)

Aufgrund der relativ hohen Zeilenfrequenz von 15.625 Hz ist es etwas schwierig, Parabelströme durch Integration zu erzeugen. Glücklicherweise reicht es aus, diese Parabelfolge aus Bild 19.08c durch eine Schwingungshüllkurve gemäß Bild 19.08d anzunähern. Sie muss jedoch auch nach dem Nulldurchgang die richtige Phasenlage haben, d.h. für die Mitte von Zeile 1 muss der Scheitel der Kurve positiv ausgerichtet sein und für die Mitte von Zeile 601 negativ.

 

19.09 Gesamtschaltung einer transduktorgesteuerten Korrektureinrichtung.

 

In Bild 19.09 wird eine Korrekturschaltung mit einem Transduktor zur Rasterkorrektur gezeigt. Man unterscheidet passive und aktive Kissenentzerrungen. Bei der passiven Entzerrung werden die Korrekturströme direkt aus einer Ablenkstufe entnommen und dem Ablenkstrom der anderen Endstufe überlagert. Bei der aktiven Entzerrung beeinflusst man die Steuerspannung der Endstufen über Verstärkerstufen in der gewünschten Weise. Aktive Entzerrung ist bei 110°-Bildröhren notwendig, da sie sehr hohe Korrekturströme erfordern, die nicht einfach aus den Ablenkeinheiten selbst entnommen werden können. Passive Entzerrung ist für 90°-Bildröhren ausreichend.

Die in Bild 19.09 schematisch dargestellte Korrekturschaltung verwendet einen Transduktor. Betrachten wir zunächst die Ostwestkorrektur. Der sägezahnförmige Vertikalablenkstrom iy fließt durch die Steuerwicklung des Transduktors. Die Arbeitswicklung liegt parallel zur Horizontalablenkspule und ist über große Kapazitäten angeschlossen. Bei den Spitzenwerten +iy und -iy des Vertikalablenkstroms (siehe Bild 19.10) wird die Arbeitswicklung in die Sättigung gesteuert. Dadurch nimmt sie einen höheren Strom auf, belastet den Zeilentransformator und senkt die Zeilenablenkspannung entsprechend ab. Dadurch werden die Zeilen kürzer, wie es für die Ostwestkorrektur (Bild 19.03 und 19.07) erforderlich ist.

Wenn der Vertikalablenkstrom den Wert Null erreicht, fließt auch kein Strom durch die Steuerwicklung des Transduktors. Die Arbeitswicklung behält ihren hohen Induktivitätswert bei, dämpft den Zeilenausgangsübertrager nicht mehr und die Zeilenablenkströme behalten ihre ursprünglichen Amplituden bei.

 

19.10 Steuerstrom für den Transduktor.

 

Für die Nordsüdkorrektur gelangen zeilenfrequente Impulse der Frequenz fa über den Transistor in umgekehrter Richtung von der Arbeitswicklung zur Steuerwicklung und von dort zu den Vertikalablenkspulen. Diese Impulse überlagern sich dem Bildablenkstrom und erzeugen den "schartigen" Sägezahnverlauf (siehe Bild 19.08b), der die Nordsüdkorrektur bewirkt. Der Kondensator, der parallel zum Bildkipp-Ausgangsübertrager liegt, wird entsprechend Bild 19.08d auf die erforderliche Schwingungsform abgestimmt. Mit den Einstellspulen LI und L2 werden die Nordsüd- und Ostwestkorrektur abgeglichen.

In der 110°-Technik mit ihren höheren Korrekturströmen musste die Funktionalität der Rasterkorrektur aufgeteilt und zwei Transduktoren verwendet werden.

 

19.11 Transduktorschaltung für die Nordsüdkorrektur

 

Bild 19.11 zeigt eine Anordnung zur Nordsüdkorrektur. Eine Hilfswicklung auf dem Zeilenausgangsübertrager steuert den Transduktor Typ TD 703 mit Horizontalimpulsen. Der Transduktor wird vormagnetisiert, um den Arbeitspunkt günstig zu setzen. Die vom Transduktor gelieferte Korrekturspannung Uk1 wird durch den Resonanzkreis aus Lph und C1 auf 250...300 V erhöht und als Korrekturspannung Uk2 in den Vertikalablenkkreis eingespeist. Dieser Kreis enthält den Kondensator C2, um einen Schwingkreis zu bilden und die Schwingungsform entsprechend Bild 19.08d zu erzeugen.

 

19.12 Transduktorschaltung für die Ostivestkorrektur

 

Für die Ostwestkorrektur ist die Schaltung in Bild 19.12 mit dem Transduktor TD 702 vorgesehen. Der Steuerfluss in dieser Schaltung erfolgt von rechts nach links. Eine bildfrequente Sägezahnspannung mit u8s = 20 V wird durch ein doppeltes RC-Glied integriert und erzeugt eine Parabelspannung mit uS8 = 2 V. Diese wird in einer Transistorstufe verstärkt. Der Ausgangsstrom dieser Stufe steuert den Transistor, der den Ablenkstrom für den Zeilenablenkkreis moduliert. Verschiedene RC-Glieder beeinflussen zusätzlich die Form des Korrekturstroms und verhindern unerwünschte Rückwirkungen der Zeilenablenkspannung auf den Vertikalablenkteil.

 

19.13 Nordsüdkorrektur mit aktiven Verstärkerelementen. 

 

In Bild 19.13 wird eine aktive Nord-Süd-Korrektur-Schaltung gezeigt, die nicht mit Transduktoren, sondern mit aktiven Verstärkerelementen arbeitet. Positive und negative Zeilenimpulse werden aus dem Zeilenablenkteil entnommen und einer Diodenbrücke zugeführt. Die bildfrequente Sägezahnspannung liegt am Mittelpunkt des ohmschen Brückenzweigs. Die Dioden schalten so, dass während der ersten Hälfte des Bildes nur Zeilenimpulse über die obere Diode zum Verstärker gelangen, und während der zweiten Hälfte des Bildes entgegengesetzt gepolte Impulse über die untere Diode gelangen.

Dadurch wird die erforderliche Umpolung der Korrekturstromhalbwellen gemäß Bild 19.08b bis d erreicht. Der Schwingkreis an der Basis des Transistors 1 formt aus den zeilenfrequenten Impulsen und der Bildkippspannung die endgültige Korrekturspannung gemäß Bild 19.08d. Über einen Komplementär-Leistungsverstärker und einen Übertrager wird der entsprechende Korrekturstrom den Bildablenkspulen zugeführt. Mit einer Korrekturspannung von 40 Vss am Ausgang der Endstufe wird ein Korrekturstrom von iss = 100 mA erzeugt und dem eigentlichen Bildablenkstrom überlagert, der eine Amplitude von 1,2 Ass hat.

In dieser vereinfacht dargestellten Schaltung sind auch die üblichen Abgleichelemente angedeutet, die folgende Funktionen haben:

- NSA (Nordsüd-Amplitude): Durch Verändern der Sägezahnamplitude wird die Nordsüdkorrektur eingestellt.
- NSS (Nordsüd-Symmetrie): Dieser Einsteller verschiebt den Nulldurchgang der Zeilenimpulse auf dem Korrektursägezahn und stellt damit die horizontale Mittellinie ein.
- NSP (Nordsüd-Phase): Dieses Potentiometer im Gegenkopplungsweg der Vorstufe bewirkt eine Phasenkorrektur des annähernd auf Zeilenfrequenz abgestimmten Schwingkreises und ermöglicht einen Feinabgleich der Nordsüdentzerrung.
- BZ (Bildzentrierung): Über ein Potentiometer, das mit einer Gleichspannung von ±3 V belegt ist, kann die waagerechte Mittellinie des Rasters zentriert werden.

 

Einstellung der Konvergenz

 

19.21 Unterschiedliche Rasterüberzeichnungen bei einer Dreifarben-Bildröhre.

 

In Bild 19.21 ist die Anordnung der Strahlsysteme in der Farbbildröhre dargestellt. Die Strahlen haben eine große Neigung und divergieren, d.h., sie laufen auseinander. Beim Blausystem muss der Strahl einen längeren Weg zum unteren Rand und zu den unteren Ecken zurücklegen als zum oberen Rand. Dadurch entsteht zusätzlich zur Kissenverzeichnung eine trapezförmige Verzerrung (übertrieben dargestellt). Bei den anderen Systemen ergeben sich aus denselben Gründen schräge trapezförmige Verzerrungen mit einem ausladenden Zipfel nach rechts oben für Rot und nach links oben für Grün. Dadurch gehen auch die senkrechten und waagerechten Mittellinien an den Rändern gabelförmig auseinander.

 

19.22 Auftreffpunkte der Einzelstrahlen auf dem Bildschirm einer 110°-Röhre.

 

Die Bildröhrenhersteller streben danach, dieses unvermeidliche Auseinanderlaufen der Strahlen an den Ecken und Rändern zu beeinflussen, damit die Auftreffpunkte der drei Strahlen an den charakteristischen Stellen liegen, wie in Bild 19.22 dargestellt. Dies bedeutet, dass Rot und Grün nebeneinander liegen und Blau darunter. Diese Divergenzen müssen dann durch elektrische Korrekturschaltungen beseitigt werden, um ein einwandfreies Bild zu erzeugen. Dies erfolgt ähnlich wie in den Bildern 14.07 und 14.08 beschrieben, bei denen zunächst die roten und grünen Linien horizontal aufeinander ausgerichtet werden und dann Blau damit zur Deckung gebracht wird.

Aus Bild 19.22 ergeben sich verschiedene Gruppen von Konvergenzeinstellungen:

1. Statische Konvergenz in der Bildmitte
2. Vertikale Konvergenz in einer mittleren senkrechten Zone des Bildschirms
3. Horizontale Konvergenz in einer mittleren waagerechten Zone
4. Eckenkonvergenz an den Bildschirmecken

Für all diese Einstellungen wird die Konvergenzschaltung so ausgelegt, dass jeweils die obere und untere Bildhälfte bzw. die linke und rechte Bildhälfte unabhängig voneinander abgeglichen werden können. Bei den Konvergenzgruppen 2 bis 4 gibt es getrennte Einstellungen für oben und unten oder links und rechts, was zu insgesamt sechs Abgleichmöglichkeiten führt. Dabei müssen Rot/Grün und Blau jeweils separat eingestellt werden, was die Anzahl der Einstellelemente auf zwölf verdoppelt. Zusammen mit der statischen Konvergenzeinstellung und weiteren Justierungen ergibt sich eine Gesamtzahl von 20 bis 22 Einstellknöpfen auf der Konvergenzplatte. Jedes dieser Bedienungselemente ist mit einer eigenen elektronischen Schaltung verbunden, die zudem von Hersteller zu Hersteller unterschiedlich sein kann. Es ist nicht möglich, in diesem Rahmen alle Varianten der Gesamtschaltungen zu analysieren, daher konzentrieren wir uns auf die grundlegenden Anordnungen.

 

19.23 R, G, B = Leuchtstoffpunkte für Rot, Grün und Blau; schraffiert: richtig gelandete Elektronenstrahlen.

 

Bild 19.23 beschäftigt sich mit der Farbreinheit in einer Farbbildröhre. Es wird betont, dass der Elektronenstrahl, unabhängig von seiner Kathode, nur elektrische Signale überträgt. Wenn der Strahl auf einen falschen Leuchtpunkt trifft, erscheint beispielsweise Rot, obwohl das elektrische Signal für Grün bestimmt war. Selbst wenn nur der Rand des benachbarten Leuchtpunktes gestreift wird, entsteht ein andersartiger Schimmer, und die gewünschte Farbe ist nicht rein. Es ist also wichtig, dass die Elektronenstrahlen genau auf den zugehörigen Leuchtpunkt treffen. Die Toleranzzone für einen gut fokussierten Strahl beträgt nur etwa 0,03 mm Breite, während die Leuchtstoffpunkte nur wenig größer als der Strahldurchmesser sind.

Um die mechanischen Fertigungstoleranzen auszugleichen und die Elektronenstrahlen genau auf die Leuchtpunkte auszurichten, wird die Einstellung der Farbreinheit vorgenommen. Dieser Abgleich erfolgt mit großer Sorgfalt im Prüffeld der Gerätefirma nach der Rasterkorrektur und der Konvergenzeinstellung. Vor der Beurteilung der Farbreinheit muss die Bildschirmgeometrie richtig eingestellt sein. Diese Justierungen dienen dazu, mechanische Toleranzen auszugleichen und unterliegen keiner Alterung. Wenn also bei der ersten Überprüfung eines Gerätes ein klares Weiß in der Mitte des Bildschirms zu sehen ist, sollte die Farbreinheitseinstellung nicht verändert werden. Eine Neueinstellung ist jedoch erforderlich, wenn die Bildröhre ausgetauscht wurde.

Für die Einstellung der Farbreinheit in der Mitte des Bildschirms werden die Farbreinheitsmagnete verwendet, die sich am Röhrenhals befinden. Man dreht sie vorsichtig gegeneinander und beobachtet mit einem speziellen Mikroskop, ob die Leuchtpunkte richtig kreisförmig in ihrer jeweiligen Farbe aufleuchten. Es gibt verschiedene Möglichkeiten, dies zu überprüfen. Man kann beispielsweise Signale für eine Farbe, wie Rot, aus dem Bildmustergenerator auf den Empfänger schalten oder zwei der Strahlsysteme am Empfänger deaktivieren, um nur die dritte Farbe wirksam werden zu lassen. Alternativ kann man mit dem Mikroskop alle drei Farbeindrücke gleichzeitig beobachten.

Die Farbreinheit in den äußeren Zonen des Bildschirms wird durch geringfügige axiale Verschiebungen des gesamten Ablenksatzes erreicht. Nach der Anpassung muss der Ablenksatz mit den dafür vorgesehenen Flügelschrauben sorgfältig fixiert werden.

 

19.24 Die Korrekturströme der Konvergenzeinheit wirken über magnetische Leitbleche auf die drei Elektronenstrahlen jeweils in radialer Richtung.

 

In Bild 19.24 wird die statische Konvergenzeinstellung dargestellt, die im Wesentlichen eine Feinjustierung der Farbreinheit in der Mitte des Bildschirms ist. Dabei werden nicht das gesamte Strahlenbündel, sondern die einzelnen Strahlen durch Permanentmagnete an den Ferritkernen der Konvergenzeinheit oder durch Gleichströme in den Konvergenzspulen beeinflusst. Da das Verstellen von Magneten umständlich ist, werden in der Regel elektrische Einsteller auf der Konvergenzplatte verwendet.

Die Ferritkerne der Konvergenzeinheit in Bild 19.24 haben jeweils zwei Wicklungen. Zur Justierung der statischen Konvergenz werden einstellbare Gleichströme durch die Vertikalkonvergenzspulen geschickt. Diese Ströme werden durch Gleichrichten von Zeilenrückschlagimpulsen gewonnen. Da der gesamte Zeilenablenkteil stabilisiert ist, bleiben die gewonnenen Ströme stabil und der Konvergenzabgleich ist nicht von der Netzspannung abhängig.

 

19.25 Schaltung zum Einstellen der statischen Konvergenz.

 

Um den Abgleich zu vereinfachen, werden die Einstellungen für Rot und Grün matrixartig durchgeführt. Das bedeutet, dass die zugehörigen Elektronenstrahlen gemeinsam von einem Einstellpotentiometer gleichsinnig oder gegensinnig gesteuert werden, um die roten und grünen Linien eines Gitternetzes einander anzunähern und sie zur Deckung zu bringen, sodass eine einzige gelbliche Linie entsteht. Anschließend muss nur noch die Einstellung für Blau vorgenommen werden, um ein endgültiges Weiß zu erzielen.

 

19.26 Prinzip der dynamischen Konvergenzeinstellung:
a = Bildschirmfehler,
b = Korrekturstrom für die obere Bildhälfte,
c = Korrekturstrom für die untere Bildhälfte.

 

 

Im Zusammenhang mit Bild 19.26 geht es um die vertikale Konvergenz. Die Einstellung der statischen Konvergenz gilt nur für den mittleren Bereich des Bildschirms. An den Rändern, wo die Felder stark vergrößert sind (siehe Bild 19.22), muss man ähnlich wie bei der Rasterkorrektur mit parabelförmigen Korrekturströmen arbeiten, die aus den Ablenkstufen gewonnen werden. Die Korrekturströme ändern sich dynamisch, daher spricht man von dynamischer Konvergenzeinstellung. Hierbei gilt erneut: Ostwestfehler werden mit Vertikalparabeln ('/50 s) korrigiert, während Nordsüdfehler mit Horizontalparabeln (64 jis) korrigiert werden.

Bei der Vertikalkonvergenz werden Deckungsfehler in einer senkrechten Mittelzone des Bildschirms korrigiert, das heißt die oben und unten gabelförmig auseinanderstrebenden Mittellinien von Bild 19.26a. Um sie zu korrigieren, müssen sie durch gegenläufige Parabelspannungen zusammengeschoben werden, was eine Ostwestkorrektur mit Vertikalparabeln bedeutet. Wenn man die Mittellinien auf diese Weise in Deckung bringt, ziehen sich auch die Außenzipfel des Kissens etwas zusammen. Es ist jedoch notwendig, die Linien in der oberen und unteren Bildhälfte getrennt voneinander mit Hilfe von halben Parabelbögen korrigieren zu können.

Daher wird für die obere Bildhälfte ein entsprechender Korrekturstrom gemäß Bild 19.26b benötigt, der nur während der ersten, also oberen Bildhälfte wirksam ist. Sein Größtwert iji zieht dann am oberen Bildrand die auseinanderlaufenden Linien zusammen, ohne dass sich in der unteren Bildhälfte etwas ändert. Dort wird dann der Korrekturstrom Bild 19.26c wirksam.

Die Amplituden der beiden Halbparabeln müssen daher getrennt eingestellt werden. Dies erfordert eine komplexe Impulsmischerei. Obwohl der praktisch tätige Fernsehtechniker solche Schaltungen nicht entwerfen muss, sollte er die Grundlagen verstehen, um besser zu verstehen, wie die einzelnen Abgleichknöpfe auf der Konvergenzplatte funktionieren. Für Ingenieur-Anwärter bietet das umfassende Literaturverzeichnis zu diesem Kapitel weitere wichtige Hinweise zur Schaltungstechnik.

 

19.27 Prinzip der unabhängig voneinander einstellbaren Halbparabeln.

 

Am Eingang 2 wird eine Sägezahnschwingung mit null Durchgang und derselben Frequenz eingespeist. Dieser Eingang 2 führt zu einem Schmitt-Trigger, einem elektronischen Schalter mit zwei Ansprechschwellen. Er wandelt das Sägezahnsignal in zwei Rechtecksignale um, wie sie im oberen und unteren Teil des Bildes dargestellt sind. Der negative Teil der Sägezahnschwingung schaltet den oberen Ausgang ein, während der positive ansteigende Teil den unteren Ausgang aktiviert. Eine ähnliche Wirkung kann auch mit einer monostabilen Kippstufe erzielt werden.

Diese gegensätzlichen Schaltsignale werden an die beiden elektronischen Schalter S1 und S2 weitergeleitet. Während der ersten Hälfte des Schwingungszyklus öffnet S1 und lässt den entsprechenden Kurventeil, der sich währenddessen am Eingang 1 befindet, passieren. Dadurch entsteht am Ausgang nur eine links ansteigende Halbparabel. Schalter S2 öffnet während der zweiten Hälfte der Periode und lässt nur die rechte Halbparabel durch.

Auf diese Weise stehen zwei unabhängige Korrekturspannungen zur Verfügung, und mit Hilfe von Potentiometern können ihre Amplituden separat eingestellt werden. Diese Art der Aufteilung der Parabeln gilt sowohl für Vertikal- als auch für Horizontalkorrekturspannungen. Im ersten Fall werden bildfrequente Parabel- und Sägezahnspannungen verwendet, während im zweiten Fall zeilenfrequente Spannungen genutzt werden.

 

19.28 Addition der Parabelströme über ein Diodengatter.

 

In Bild 19.28 wird ein Parabelstromgenerator mit einem Transistor gezeigt, der nach der vorherigen Schaltung angeschlossen wird. Die vorherige Schaltung liefert Halbparabelspannungen, aber für die Konvergenzkorrektur werden Ströme benötigt. Daher muss eine Leistungsstufe nachgeschaltet werden. Die gezeigte Schaltung verwendet einen Transistor als Endstufe. Die beiden Halbparabelspannungen werden über Entkopplungsdioden an die Basis des Transistors angelegt. Obwohl sich die Spannungen dort wieder zu einer vollständigen Parabelschwingung ergänzen, können die beiden Zweige unabhängig voneinander durch die Trimm-Potentiometer am Ausgang von Bild 19.27 beeinflusst werden.

Der in der Kollektorschaltung entstehende Parabelstrom fließt durch die Konvergenzspule des Ablenksystems. Je nachdem, ob PI oder P2 in Bild 19.27 eingestellt wird, ändert sich nur der linke oder der rechte Parabelast. Auf diese Weise kann die Konvergenz separat für oben oder unten sowie links und rechts eingestellt werden. In vielen Konvergenzschaltungen findet man daher solche Anordnungen mit zwei Dioden.

 

19.29 Addition der Parabelströme über einen Differenzverstärker

 

In Bild 19.29 wird ein Parabelgenerator mit zwei Transistoren gezeigt. In dieser Schaltung werden zwei Transistoren, die wie ein Differenzverstärker geschaltet sind, verwendet, um die Konvergenzspule anzusteuern. Jeder Transistor wird mit einer Halbperiode aus Bild 19.27 gesteuert. Der gemeinsame Kollektorstrom bildet eine vollständige Parabelschwingung und fließt durch die Konvergenzspule. Auch hier können die linke und rechte Hälfte der Parabel unabhängig voneinander durch die Potentiometer P1 und P2 aus Bild 19.27 eingestellt werden.

Ähnlich wie bei der statischen Konvergenzeinstellung können zwei solcher Endstufen, eine für Rot und eine für Grün, zu einer Brückenschaltung zusammengeschlossen werden, um die roten und grünen Gitterlinien gemeinsam zu beeinflussen und in Deckung zu bringen.

Weitere Brückenpotentiometer, die nur von Gleichströmen durchflossen werden, ermöglichen die Einstellung der Bildlage. Dadurch kann das gesamte Bildraster um geringe Beträge angehoben oder seitlich verschoben werden, um die richtige Mittellage des Rasters auf dem Bildschirm einzustellen.

 

19.30 Horizontalkonvergenz und ihre Korrekturmöglichkeiten

 

Die Horizontalkonvergenz wird gemäß Bild 19.30a innerhalb eines horizontalen mittleren Streifens auf dem Bildschirm eingestellt. Mit dieser Einstellung sollen die mittleren Linien von Bild 19.21, die sich etwa in horizontaler Richtung erstrecken, zur Deckung gebracht werden. Da es sich um eine Nordsüdkorrektur handelt, werden horizontalfrequente, also zeilenfrequente Korrekturströme benötigt. Diese werden jeweils separat für die rechte und linke Bildseite in Form von Halbparabeln eingestellt. Die entsprechenden Einstellelemente auf der Konvergenzplatte sind durch Symbole gemäß Bild 19.30b und d gekennzeichnet.

Um diese Korrekturen durchzuführen, sind auf der Konvergenzeinheit Bild 19.24 eigene Spulenpaare für die Horizontal-Korrekturströme angeordnet. Dies liegt daran, dass der induktive Widerstand der Vertikalkonvergenzspulen für die zeilenfrequenten Korrekturströme (15.625 Hz) zu hoch wäre.

In der waagerechten Zone für die Horizontalkonvergenz können sich die roten und grünen Mittellinien kreuzen, wie im Symbol Bild 19.30c angedeutet. Dieser Fehler wird mit Hilfe der nachfolgenden Schaltung behoben.

 

19.31 Schaltung zur Bildsymmetrierung

 

In Bild 19.31 wird die Bildsymmetrierung dargestellt. Die Korrektur erfolgt nicht über die Konvergenzeinheit, sondern über die Horizontalablenkspulen. Durch das Verstellen des Eisenkerns der Symmetrierspule kann die Induktivität des einen Spulenzweigs erhöht werden, während die Induktivität des anderen verringert wird. Dadurch wird das Ablenkfeld beeinflusst und der Fehler aus Bild 19.30c ausgeglichen. In der Schaltung ist außerdem ein normaler Linearitätseinsteller vorgesehen.

 

19.32 Das System für die seitliche Blauverschiebung wirkt mit der gleichen Einstellung auf den Strahl für Blau und entgegengesetzt auf die Strahlen für Rot und Grün.

 

Das Prinzip des Blauschiebemagneten wurde bereits in Bild 14.06 besprochen. In Bild 19.32a wird ein Magnetsystem für die Blaulateralkonvergenz dargestellt. Es besteht aus einem drehbaren Permanentmagneten mit mehreren Magnetpolpaaren. Der Magnetfluss verläuft über die Innenschenkel 2-3 und lenkt den Blaustrahl seitlich ab. Zusätzlich verlaufen weitere Magnetfelder vom Außenschenkel 1 zum Innenschenkel 2 und vom Innenschenkel 3 zum Außenschenkel 4. Diese Felder lenken die Strahlen für Rot und Grün in die entgegengesetzte Richtung ab. Durch Drehen des Permanentmagneten können die vertikalen blauen Linien in der Bildmitte mit den bereits vereinigten roten und grünen Linien zur Deckung gebracht werden.

Bei der dynamischen Blaukonvergenz werden Sägezahnströme durch die Spulen Lj und Lo dieses Blausystems geschickt. Dadurch können die blauen Linien an den seitlichen Bildrändern gemäß Bild 19.32b und c mit dem Gesamtgittermuster zur Deckung gebracht werden. Dafür werden Korrekturströme verwendet, die nur am linken und rechten Zeilenende wirksam sind und separat eingestellt werden können, ähnlich wie die Halbparabeln in Bild 19.27 bis 19.29.

 

19.33 Prinzipschaltung für die dynamische Blaukonvergenz und Verlauf der Korrekturströme.

 

Eine Prinzipschaltung dafür ist in Bild 19.33 dargestellt. Ein npn-Transistor T1 ist mit der Teilspule Li und ein pnp-Transistor mit der Teilspule L2 der Lateraleinheit in Reihe geschaltet. Beide Transistoren werden gemeinsam von einer horizontalfrequenten Sägezahnspannung gesteuert. Aufgrund der komplementären Transistortypen fließt bei entsprechend eingestelltem Ruhepunkt durch den Transistor T1 und die Spule Li ein Korrekturstrom gemäß Bild 19.33b, nur am Zeilenanfang. Durch den zweiten Transistor und die Spule L2 fließt der Korrekturstrom gemäß Bild 19.33c am Zeilenende. Durch Einstellen der Trimmwiderstände Rj und Ro kann die Blaukonvergenz am linken und rechten Bildrand separat eingestellt werden. Während der Zeilenmitte bleiben beide Transistoren gesperrt, um die statische Konvergenz nicht zu stören. Im Bild sind auch die Permanentmagnete zur Einstellung der statischen Blaukonvergenz angedeutet.

 

19.34 Prinzipschaltung für die Rot-Grün-Korrektur.

 

Bild 19.34 zeigt ein Beispiel für eine Schaltung zur Rot-Grün-Korrektur. Diese Schaltung ermöglicht die Korrektur der roten und grünen vertikalen Linien auf der linken Seite des Bildes. Die Transistoren T1 und T2 werden an den Eingängen 1 und 2 mit vertikalfrequenten Sägezahnspannungen gesteuert, die eine Phasenverschiebung von etwa 180° aufweisen. Der Transistor T1 wird am oberen Bildrand und der Transistor T2 am unteren Bildrand niederohmig geschaltet. Die Emitter-Kollektor-Strecken dieser Transistoren liegen parallel zum Vorwiderstand Rj in der Basisleitung des Transistors T3.

Der Transistor T3 wird über den Eingang 3 mit horizontalfrequenten Impulsen gesteuert. Der Widerstand Rj und die parallel geschalteten Transistorstrecken bilden zusammen mit dem Widerstand R2 einen veränderlichen Spannungsteiler. Wenn keine Signale an den Eingängen 1 und 2 anliegen, bleibt das zeilenfrequente Signal unmoduliert. Im Betrieb werden jedoch die Transistorstrecken am oberen und unteren Bildrand niederohmig geschaltet. Dadurch gelangen zu diesen Zeitpunkten höhere Horizontalspannungen zum Transistor T3 und die Signale werden bildfrequent moduliert.

Die Spannung, die am Emitterwiderstand R3 abgegriffen wird, steuert über das Trimmpotentiometer R12 die beiden Leistungstransistoren T4 und T5 der Horizontalkonvergenzspulen für Rot und Grün. Durch die Einstellung von R12 kann eine gegenläufige Steuerung, also eine Matrizierung, erreicht werden, um mit einer Drehbewegung die beiden Linien zueinander zu bewegen. Zusätzlich ist ein gestrichelt angedeuteter Modulator Mh zur Korrektur horizontaler Linien dargestellt.

 

19.35 Schaltung eines Konvergenzteils; anhand der Einstellhinweise lässt sich die Wirkung der Potentiometer und Abgleichspulen erkennen.

 

In Bild 19.35 wird die Gesamtschaltung eines Konvergenzteils dargestellt. Die Beschriftungen in dieser Schaltung dienen dazu, eine Verbindung zu den Anweisungen auf einer Konvergenzeinstellplatte herzustellen. Um eine gute Übersicht zu bieten, wurde als Beispiel eine Schaltung gewählt, bei der Impulsreihen mit ausreichender Leistung zugeführt werden, sodass im Schaltbild selbst keine aktiven Elemente erscheinen.

Die Gleichspannung für die statische Konvergenzeinstellung wird durch Gleichrichten von Zeilenrückschlagimpulsen mit den Dioden D1 und D2 gewonnen. Das Potentiometer PI wirkt über die Widerstandsbrücke mit 4 x 270 Ω gleichsinnig auf die Vertikalkonvergenz für Rot und Grün, wodurch die vertikalen roten und grünen Linien verschoben werden können. Das Potentiometer P3 wirkt spannungsmäßig gegensinnig auf die Spulen, um die horizontalen Linien zu verschieben. Ähnliche Matrixschaltungen sind auch für die dynamischen Konvergenzeinstellungen vorgesehen.

Für die Ausrichtung der vertikalen (senkrechten) Mittellinie wird eine vertikalfrequente Sägezahnspannung unten rechts im Schaltbild eingespeist. Die Induktivität L6 erzeugt in Verbindung mit den anderen Schaltungsteilen die Parabelspannungen für die Vertikalablenkspulen. Die Einsteller P4 bis P9 werden entsprechend bedient, je nachdem, ob es sich um Einstellungen am oberen oder unteren Bildrand handelt.

Für die dynamische Horizontalkonvergenz werden Zeilenimpulse mit 350 Vss am linken Bildrand der Schaltung zugeführt und zu sägezahnförmigen Steuerspannungen für die Konvergenzspulen umgeformt. Anhand der Angaben bei den Einstellern lässt sich erkennen, wie unabhängig voneinander entweder die horizontalen oder vertikalen Linien beeinflusst werden können.

Es ist nicht notwendig, alle komplexen Wege der Parabel- und Sägezahnformung zu verfolgen, da diese bei jedem Hersteller von Empfängern unterschiedlich verlaufen können. Die Rasterentzerrung und das Konvergenzteil sind ein unerschöpfliches Arbeitsgebiet der Impulstechniker. Es wird jedoch deutlich, wie sorgfältig solche Konvergenzschaltungen aufgebaut werden müssen, um mechanische Toleranzen und optische Verzerrungen des Bildschirms elektronisch auszugleichen.

 

19.40 Eckenfehler bei einer Farbbildröhre

 

In Bild 19.40 und 19.41 geht es um die Eckenkonvergenz. Die Konvergenzeinstellung wird erleichtert, wenn die drei Elektronenstrahlen auf den Bildschirm treffen und gleichschenklige oder noch besser gleichseitige Dreiecke bilden, wie in Bild 19.22 skizziert wurde. Rot und Grün können dann mit Hilfe der Matrixschaltung zur Deckung gebracht werden, und auch für Blau ist nur eine einzige Korrekturbewegung erforderlich.

Leider können diese regelmäßigen dreieckförmigen Auftreffpunkte an den Ecken von 110°-Bildröhren nicht allein durch die mechanische Konstruktion erzielt werden. Selbst wenn die drei Strahlen mit Hilfe der Konvergenzeinheit in den Mittelachsen zum Weißeindruck vereinigt werden, bleiben unregelmäßige Fehlerfiguren in den Ecken bestehen, wie oben rechts vergrößert dargestellt. Die dünnen Verbindungslinien auf dem Bildschirm zeigen, wie diese Fehler von den bereits zur Deckung gebrachten Weißpunkten ausgehen. Diese Eckenfehler können jedoch kompensiert werden, indem man sicherstellt, dass anstelle der schiefwinkligen Dreiecke gleichseitige Dreiecke gebildet werden. Prinzipiell bedeutet dies eine Art Trapezentzerrung, ähnlich wie in Bild 19.05 bis 19.08 dargestellt, da es sich auch hier um trapezartige Rasterverzeichnungen handelt. Diese können über die Horizontalablenkspulen entzerrt werden. Dazu muss der Zeilenablenkstrom, der durch die Spulen fließt, während des Schreibens der Zeilen kontinuierlich geändert werden. Am oberen Bildrand, also in Zeile 1, ist die Änderung am größten. In der Mitte, in Zeile 301, war bereits Konvergenz vorhanden, und zum unteren Bildrand hin müssen die Zeilen wieder stärker korrigiert werden.

 

19.41 Für die Eckenkorrektur wird der erforderliche Verlauf des Korrekturstroms (a) mit den zum Bilden des Korrekturstroms notwendigen zeilenfrequenten Spannungsimpulsen (b) kombiniert.

 

Man benötigt einen Korrekturstrom über die Bildablenkung hinweg, wie in Bild 19.41a dargestellt. Man erkennt die Ähnlichkeit zu dem Korrekturstrom in Bild 19.08d, der für die Rasterentzerrung vorgesehen ist. Dieser Zusatzstrom ist in grober Form als zeilenfrequenter Sägezahnstrom dargestellt, der mit einer vertikalfrequenten Spannung moduliert ist. Zusätzlich muss in der Bildmitte ein Phasensprung von 180° vorhanden sein.

Links in der Abbildung sind die Zeilenkorrekturspannungen für den oberen Bildrand dargestellt. Zeile 1 muss links oben und links unten durch diesen Zusatzstrom korrigiert werden. Dann nehmen die Amplituden zur Bildmitte hin ab und nehmen in entgegengesetzter Richtung zum unteren Bildrand hin wieder zu. Dieser sägezahnförmige Zusatzstrom wird genau wie die Horizontalablenkströme gewonnen, indem zeilenfrequente Spannungsimpulse auf die Ablenkinduktivitäten gegeben werden. Bild 19.41b zeigt den erforderlichen Verlauf der Impulsspannung, der bereits mit einem vertikalfrequenten Sägezahn moduliert ist.

 

19.42 Blockschaltung eines Zusatzstromgenerators zur Eckenkonvergenz. 

 

Bild 19.42 zeigt einen Zusatzstromgenerator für die Eckenkonvergenz. Der Zusatzgenerator erzeugt den Kurvenverlauf, wie in Bild 19.41b dargestellt. Dazu wird eine Anordnung verwendet, bei der gegenphasige Zeilenimpulse Z mit einer bildfrequenten Sägezahnspannung B gemischt werden. Zusätzlich sorgt eine Schaltanordnung ähnlich wie in Bild 19.27 dafür, dass während der oberen Bildhälfte die nach oben gerichteten Zeilenimpulse wirksam sind und in der unteren Bildhälfte die nach unten gerichteten. Dadurch tritt in der Bildmitte ein Phasensprung von 180° auf. Diese Korrekturspannung wird verstärkt und über die Symmetriespule auf die Horizontalablenkspulen gegeben. Der resultierende Korrekturstrom verläuft entsprechend Bild 19.41a.

Stellt man sich den Kurvenverlauf seitlich zusammengedrängt und aus 601 eng benachbarten, zeilenfrequenten Impulsen bestehend vor, ergibt sich ein schmetterlingsartiges Bild. Wenn man es mit einem Elektronenstrahloszillografen sichtbar macht, wird es als "Modulationsschmetterling" zur Eckenkorrektur bezeichnet.

 

19.43 Vollständige Schaltung für die Eckenkonvergenz

 

Bild 19.43 zeigt eine Eckenkonvergenzschaltung, die es ermöglicht, die Korrektur für jede Ecke separat einzustellen. Der linke Teil der Schaltung ermöglicht die Einstellung für die linke obere Ecke, während der rechte Teil das Prinzip von Bild 19.42 wiedergibt.

Die beiden Transistoren T1 und T2 dienen als Stromgeneratoren und arbeiten ähnlich der Schaltung in Bild 19.33. T1 liefert die negativen Anteile des Korrekturstroms, während T2 die positiven Anteile liefert. Die Impulsmischung und Korrekturstromformung erfolgen mit zwei bildfrequenten und zwei zeilenfrequenten, jeweils gegenphasigen Impulsspannungen, die an den Klemmen 1 bis 4 unten links im Bild zugeführt werden.

Die Wirkungsweise der Schaltung für den Teilstrom zur Korrektur der linken oberen Ecke wird erläutert. Von der Klemme 2 gelangen positive Zeilenfrequenzimpulse über den Kondensator C5 zum Potentiometer P4. Zusätzlich wird P4 von der Klemme 1 eine abfallende vertikalfrequente Sägezahnspannung zugeführt. Eine abfallende Sägezahnflanke bewirkt eine stärkere Sperrichtungsvorspannung des Transistors T2, wodurch die Zeilenimpulse vom oberen Rand bis zur Bildmitte kontinuierlich kleiner werden und in der zweiten Bildhälfte vollständig unterdrückt werden. Auf diese Weise wird der gewünschte Spannungsverlauf nach Bild 19.41b links erzeugt, und der Korrekturstrom für die linke obere Bildecke kann über das Potentiometer P4 eingestellt werden.

Für die rechte obere Ecke muss die positive Richtung der Zeilenimpulse erhalten bleiben. Dafür wird der Stromkreis von der Klemme 2 über den Kondensator C7 zum Potentiometer P3 verwendet. Über R2 und C3 gelangt eine ansteigende vertikalfrequente Sägezahnflanke von der Klemme 3 zu diesem Potentiometer und bildet die untere Begrenzungslinie in Bild 19.41b.

Das Potentiometer P5 ermöglicht die Zuführung zusätzlicher zeilenfrequenter Anteile zu den Transistoren über die Kapazitäten C9 und C10 sowie die Dioden D3 und D4. Durch Verstellen von P5 kann die Symmetrie abgeglichen werden. Die Diodengatter D1 bis D6 entkoppeln die einzelnen Spannungen voneinander und gewährleisten eine unabhängige Einstellung der einzelnen Komponenten.

 

19.44 Konvergenz-Einstellplatte

 

Bild 19.44 zeigt ein Beispiel einer Konvergenzeinstellplatte, die in den Blaupunkt-Farbfernsehgeräten aus dem Jahr 1972/1973 verwendet wurde. Die numerierten Regler von 1 bis 23 ermöglichen eine automatische Einstellreihenfolge, die die korrekte Einstellung sicherstellt. Die gesamte Schaltung ist so konzipiert, dass die Einstellungen unabhängig voneinander sind und sich jeweils nur auf die durch Symbole gekennzeichneten Bildteile beziehen. Dennoch sollte ein sorgfältiger Servicetechniker die Einstellungen nach dem Abgleichprogramm nochmals kurz überprüfen.

 

19.51 Endmagnetisierungsschaltung für eine Farbbildröhre

 

Bild 19.51 zeigt eine Entmagnetisierungsschaltung, die dafür sorgt, dass farbige Wolken auf dem Bildschirm vermieden werden, die durch magnetisierte Lochmaske und Eisenabschirmung verursacht werden können. Selbst ein schwaches Magnetfeld, wie das der Erde, kann diese Teile magnetisieren und zu Farbfehlern führen, indem sie die Elektronenstrahlen in der Röhre ablenken. Daher ist bei Farbbildröhren eine automatische Entmagnetisierung beim Einschalten des Geräts vorgesehen.

Am Rand des Kolbens der Bildröhre befindet sich eine Entmagnetisierungswicklung L. Beim Einschalten des Geräts fließt über den PTC-Widerstand Rj ein Strom ij durch diese Wicklung L und kehrt zum anderen Pol des Stromnetzes zurück. Der PTC-Widerstand erhitzt sich durch den Strom und sein Widerstandswert nimmt zu, wodurch der Strom i'i kontinuierlich abnimmt, was für eine effektive Entmagnetisierung erforderlich ist. Es bleibt jedoch ein kleiner Reststrom übrig. Um diesen zu kompensieren, wird in dieser Schaltung ein gegenphasiger Strom 1’2 über die Entmagnetisierungswicklung L geschickt. Dieser Strom wird von der Bildröhrenheizung Uo = 6,3 V abgegriffen. Die Heizspannung wird in Parallelschaltung an einem Anzapfungspunkt des Netztransformators abgegriffen. Bei modernen Fernsehgeräten, die vollständig mit Transistoren ausgestattet sind, ist dies die einzige erforderliche Röhrenheizspannung. Bei älteren Geräten wurden solche Entmagnetisierungsschaltungen gemäß Bild 12.04 (Seite 159) mit einem PTC- und einem VDR-Widerstand aufgebaut.

 

20. Integrierte Schaltungen für Fernsehempfänger

Die komplexe Schaltungstechnik, insbesondere bei Farbfernsehempfängern, erforderte die Integration vieler Einzelelemente zu integrierten Schaltungen. Dadurch wird nicht nur der Schaltungsaufbau vereinfacht, sondern auch die Zuverlässigkeit erhöht, da die Verbindungen innerhalb einer integrierten Schaltung langlebiger sind als einzelne Bauteilverbindungen.

Die Entwicklung von integrierten Schaltungen für die Unterhaltungselektronik erfordert eine intensive Zusammenarbeit zwischen Schaltungstechnikern und Halbleiterexperten. Ausgehend von einem gewünschten Schaltungsentwurf mit einzelnen Elementen müssen die Funktionen schrittweise in die integrierte Technik übersetzt werden. In den meisten Fällen geht man von der traditionellen unsymmetrischen, also einseitig auf Masse bezogenen Signalführung zu symmetrischen Schaltungen über, die Differenzverstärker und Brückenmodulatoren verwenden. Anstatt hohe Verstärkung in eine einzelne aktive Stufe zu packen, verwendet man lieber vier bis sechs hintereinandergeschaltete Differenzverstärkerstufen, von denen jede nur eine geringe Verstärkung aufweist. Durch zusätzliche Transistorsysteme in den Emitterleitungen und den Einsatz von Ringmischern mit mehreren Transistorsystemen werden dann Schaltungen mit 40 bis 60 Transistorsystemen innerhalb eines Chips realisiert.

Für den Anwender und den Servicetechniker ist es jedoch nicht notwendig, das komplexe Innere einer integrierten Schaltung im Detail zu analysieren und die Abhängigkeiten der einzelnen Signalpegel und Betriebsströme zu verstehen. Was der Techniker beherrschen sollte, sind die Grundfunktionen von Schaltungen, die aus einzelnen Elementen bestehen, wie in diesem Buch erläutert wurde. Für integrierte Schaltungen werden dann nur ein internes Blockschema mit Funktionsangaben, eine Messschaltung und ein Anschlussschema für externe Schaltungszusätze benötigt. Die Datenbücher der Halbleiterhersteller sollten sich darauf konzentrieren. Eine detaillierte Innenschaltung mit vielen Transistorsystemen kann hilfreich sein, aber die Anwendungsmöglichkeiten sollten im Vordergrund stehen.

In den vorherigen Kapiteln wurden bereits einige Anwendungsbeispiele für integrierte Schaltungen gezeigt. Die folgende Tabelle enthält eine Auswahl von integrierten Schaltungen, die speziell für Fernsehempfänger entwickelt wurden und auf deren Anwendungsmöglichkeiten ausgerichtet sind. In den nächsten Abschnitten werden einige typische Funktionsbeschreibungen gegeben. Für weitere Studien wird besonders auf das Literaturverzeichnis am Ende dieses Buches verwiesen. Die letzte Spalte der Tabelle enthält Verweise auf Arbeiten, die in diesem Literaturverzeichnis aufgeführt sind und bestimmte Typen von integrierten Schaltungen beschreiben.

 

20.01 Funktionsschema der Leuchtdichtekombination TBA 500

 

Die Schaltung des Bausteins TBA 500 dient als Verstärker für das Leuchtdichtesignal in Farbfernsehempfängern und erfüllt verschiedene Funktionen. Das FBAS-Signal vom Videodemodulator wird zunächst verstärkt und dann über eine regelbare Kontrasteinstellstufe und eine externe Verzögerungsleitung VL geleitet. Anschließend erfolgt eine erneute Verstärkung in der Ausgangsstufe.

Ein Teil des Signals aus dem Vorverstärker wird für den Chrominanzverstärker und die Impulsabtrennstufe abgezweigt. Ein weiterer Teil geht zur Taststufe, wo durch Zeilenrückschlagimpulse der Schwarzpegel herausgetastet wird. Aus diesem Signal werden die Regelspannungen Urt für den Tuner und Ußzf für den Bild-ZF-Verstärker zur automatischen Verstärkungsregelung erzeugt.

Der linke Anschluss oben in Bild 20.01 erhält die Steuerspannung des Kontrasteinstellers K. Innerhalb der Kontrasteinstellstufe wird ein "elektronisches Potentiometer" mit Gleichspannungen gesteuert, sodass das Luminanzsignal nicht aus dem Baustein herausgeführt werden muss.

Am rechten Anschluss oben im Bild liegt eine Regelspannung Ur, die aus dem Bildröhrenteil abgeleitet wird. Diese Regelspannung bewirkt eine Strahlstrombegrenzung bei Übersteuerung der Bildröhre. Über die interne Strahlstrombegrenzerstufe wird die Verstärkung, Helligkeit und Kontrast des Luminanzverstärkers entsprechend reduziert.

Am rechten Rand des Bildes befindet sich die Luminanzausgangsklemme. Danach folgt der Eingangsanschluss für die elektronische Helligkeitssteuerung. An den beiden weiteren Anschlüssen liegen horizontalfrequente und vertikalfrequente Rückschlagimpulse, die die Verstärkung über die Strahlstrombegrenzerstufe sperren und somit Zeilen- und Bildrücklauf aus der Darstellung entfernen.

 

20.02 Anschlußschaltung des Bausteins TBA 500

 

In Bild 20.02 ist die externe Schaltung des TBA 500 dargestellt, wobei Informationen zu den zugeführten und ausgehenden Signalen und Spannungen angegeben sind. Wie bereits im vorherigen Bild bedeuten kleine Kreise an den Leitungsenden, dass hier Spannungen zugeführt werden, während Pfeilspitzen Ausgangssignale und Ausgangsspannungen kennzeichnen.

Die integrierte Schaltung TBA 510 fungiert als Chrominanzverstärker für Empfänger, die eine RGB-Steuerung der Bildröhre verwenden. Es ist wichtig, dass konstante Amplituden an die RGB-Matrix geliefert werden, weshalb eine effektive Verstärkungsregelung vorgesehen ist. Da die Farbinformation auf der Flanke der Bild-ZF-Durchlaßkurve beschnitten wird (wie in Bild 15.12 bis 15.14 und Bild 15.32 dargestellt), muss sie angehoben und auf einen konstanten Pegel gebracht werden *].

 

20.03 Funktionsschema des Farbartverstärkers TBA 510

 

Die erste regelbare Eingangsstufe 1 in Bild 20.03 wird über einen Regelspannungsverstärker von der Regelspannung Ur gesteuert. In der zweiten, ebenfalls elektrisch steuerbaren Verstärkerstufe 2 werden Kontrast und Farbsättigung durch die Einstellspannung Uk, s beeinflusst. Während der Synchronsignale wird diese Regelspannung durch die Austastsignale Aj unwirksam gemacht, sodass während dieser Zeit ein konstantes Signal an die Burstabtrennstufe gelangt. Dort werden weitere Impulse der Reihe A2 verwendet, um die Burstschwingungen aus dem Gesamtsignal zu entfernen und sie zur Farbträger-Regenerierung zu führen.

Das in der zweiten Stufe verstärkte Farbartsignal gelangt über den Farbabschalter zur Ausgangsverstärkerstufe 3. Der Farbabschalter wird durch einen Schmitt-Trigger betätigt, wenn Schwarzweißsendungen laufen oder das Antennensignal zu schwach für eine einwandfreie Farbwiedergabe ist').

 

20.04 Anschlußschaltung des Bausteins TBA 510

 

In der Außenschaltung Bild 20.04 sind spezifische Angaben zur Funktion enthalten. Der Baustein ist speziell für die Zusammenarbeit mit dem zuvor besprochenen TBA 500 konzipiert. Am Ausgang (Anschluss 8) wird die PAL-Verzögerungsleitung DL 40 angeschlossen. Sie liefert dann die trägerfrequenten Farbdifferenzspannungen F(R-Y) und f(B-Y).

Das für die Farbträgeraufbereitung vorgesehene Burstsignal wird über einen Regelspannungsgleichrichter und den internen Regelspannungsverstärker von Bild 20.03 auf 1 V konstant gehalten. Diese Regelung gewährleistet auch eine konstante Grundverstärkung des Farbartsignals. Kontrast und Farbsättigung werden über die bereits in Bild 20.02 gezeigten Potentiometer eingestellt.

 

20.05 Funktionsschema des Synchrondemodulators TBA 520

 

Die integrierte Schaltung TBA 520 besteht gemäß Bild 20.05 aus einem Synchrondemodulator und der darauf folgenden Matrix zur Wiederherstellung des Grün-Signals. Der Synchrondemodulator empfängt die modulierten Farbsignale F(ß_y) und -F(R-Y). Er wird zusätzlich über Begrenzerstufen vom Farbhilfsträger gesteuert. Die untere Begrenzerstufe enthält auch den Pal-Schalter, der vom Pal-Flipflop mit der Frequenz f = 1/2 Z = 7,8 kHz gesteuert wird.

Die Stabilisierungsschaltung liefert konstante Spannungen für die interne Stromversorgung sowie Vorspannungen für die Farbdifferenzausgangsspannungen. Diese Spannungen sind notwendig, da die angeschlossene RGB-Matrix galvanisch gekoppelt wird.

 

20.06 Anschlußschema des Bausteins TBA 520

 

In der Gesamtschaltung eines Farbfernsehempfängers reduzieren sich der Synchrondemodulator, die Matrix, der Pal-Schalter und die Farbträgersteuerung zu der Blockschaltung in Bild 20.06. Hier müssen nur noch drei Tiefpassfilter angeschlossen werden, um die Reste der Farbträgerfrequenzen von den Farbdifferenzsignalen zu filtern. Dies stellt eine erhebliche Vereinfachung im Vergleich zu den entsprechenden detaillierten Schaltungen in Bild 16.11 bis 16.30 dar. Dennoch ist es wichtig, das Wissen über die Funktionen dieser Schaltungen auch bei integrierten Schaltungsbausteinen zu haben.

 

 

20.07 Anschlussschema der RGB-Matrix TBA 530. Die drei Blöcke an der Oberseite der Schaltung stellen externe Leistungsverstärkerstufen dar.

 

Die integrierte Schaltung TBA 530 ist eine Ergänzung zu den zuvor besprochenen Bauelementen TBA 500, 510 und 520 und dient dem Aufbau einer vollständigen RGB-Steuerung. Wie in der Überschlagsrechnung in Bild 15.02 gezeigt wurde, müssen den drei Farbdifferenzsignalen das Y-Signal mit geeignetem Vorzeichen zugeführt werden, um die Farbsignale für Rot, Grün und Blau zu erhalten. Dies wird in Bild 20.07 an den Anschlussklemmen 2 bis 5 der integrierten Schaltung TBA 530 dargestellt, die die Eingangsklemmen für die vier Signale repräsentieren. Innerhalb des Bausteins wird das Y-Signal den Farbdifferenzsignalen hinzugefügt, und es sind auch Vorverstärkerstufen für R, G und B enthalten. Die drei Blöcke an der Oberseite der Schaltung stellen externe Leistungsverstärkerstufen für die Strahlstromsteuerung dar.

 

20.08 Leistungsverstärkerstufe für die Strahlstromsteuerung.

 

In Bild 20.08 wird eine solche Stufe einzeln dargestellt, wobei das verstärkte Steuersignal für die Bildröhre am Anschluss 6 entnommen wird und eine Gegenkopplungsspannung am Anschluss 3 vorhanden ist, die in die integrierte Schaltung zurückgeführt wird.

 

20.09 Innenschaltung des Bausteins TBA 530

 

Die Innenschaltung des Bausteins TBA 530 ist in Bild 20.09 dargestellt. Man erkennt dort unter anderem, dass die beiden in Reihe geschalteten Transistorsysteme T1' und T2' ein Doppelsteuersystem bilden. Dem oberen Transistor wird das Differenzsignal über den Anschluss 2 zugeführt, während der untere über Leitung 5 das Y-Signal erhält. Der resultierende Summenstrom steuert den Differenzverstärker mit den Transistoren T3' und T4'. Das System T5' sorgt für die Emitterstromstabilisierung und legt die Arbeitspunkte fest. Das Nutzsignal wird über eine Z-Diode nach außen geführt. Die Gegenkopplungsspannung wird über den Anschluss 15 zur Basis des Transistors T6' zugeführt. Durch die Emitterstromstabilisierung, die Gegenkopplung und die Stabilisierung der Stromversorgung mit Hilfe des Transistorsystems T6 ergeben sich konstante Verhältnisse, sodass eine Klemmschaltung für den Schwarzwert entfallen kann.

 

20.10 RGB-Steuerung mit den integrierten Schaltungen TBA 520 und TBA 530

 

In Bild 20.10 ist die Verbindung der beiden integrierten Schaltungen TBA 520 und TBA 530 zu einer vollständigen RGB-Steuerung dargestellt. Die Gegenkopplungen der Leistungsendstufen zur Stabilisierung sind dort erneut dargestellt. Das Widerstandsnetzwerk RI bis R4 entspricht dem in Bild 20.08. Mit R3 kann der Grad der Gegenkopplung eingestellt werden. Durch die Betätigung der drei Potentiometer kann der Weißwert der Bildröhre entsprechend der Formel "Weiß = 0,30 R + 0,59 G + 0,11 B" angeglichen werden.

 

20.11 Blockschaltung eines PAL-Decoders mit den integrierten Schaltungen TBA 500, 510, 520 und 530

 

Das Blockschema in Bild 20.11 zeigt den Aufbau eines Pal-Decoders unter Verwendung der vier besprochenen integrierten Schaltungen TBA 500, 510, 520 und 530. Durch die Verwendung von steckbaren Leiterplatten wird eine servicefreundliche Konstruktion ermöglicht. Alle Einstellungen, die von außen vorgenommen werden müssen, können mit Gleichströmen erfolgen, wodurch der Einsatz von signalführenden Potentiometern vermieden wird. Diese Konfiguration ermöglicht eine umfassende Verarbeitung der Farbsignale mit Ausnahme der Farbträger-Regenerierung.

 

20.12 Funktionsschema der integrierten Schaltung TBA 540

  

Bild 20.12 zeigt den unteren Teil der integrierten Schaltung TBA 540, der den 4,43-MHz-Oszillator mit der Reaktanzstufe zur Erzeugung des Farbhilfsträgers umfasst. Der entsprechende Quarz wird extern angeschlossen. Der Burst wird dem Phasendiskriminator zugeführt und mit der Schwingung des Oszillators verglichen. Die daraus resultierende Regelspannung steuert die Reaktanzstufe. Über den Anschluss 4 liefert der Oszillator den Farbhilfsträger für das Signal (R-Y), während über Leitung 6 ein invertiertes Farbhilfsträgersignal (-FHT(R-Y)) gewonnen wird. Ein RC-Phasenschieberglied, das extern angeschlossen ist, ermöglicht die Gewinnung des um 90° gedrehten Trägers zur Steuerung des Synchrondemodulators für B-Y.

Die integrierte Schaltung TBA 540 liefert außerdem:
- Am Anschluss 7 ein Farbabschaltsignal für den Farbabschalter.
- Am Anschluss 9 einen Pal-Kennimpuls (Pal-Identifikation) und eine Regelspannung für den Farbartverstärker (ACR - Automatische Chrominanz-Regelung).

 

20.13 Anschlussschaltung des Bausteins TBA 540 

 

Das Anschlussschema in Bild 20.13 zeigt die externe Beschaltung der Schaltung. Die Trimmkapazität zwischen den Anschlüssen 1 und 2 dient dem Abgleich der Grundfrequenz des Oszillators. Die Farbhilfsträgerausgänge an den Klemmen 4 und 6 wurden bereits im vorherigen Bild erwähnt. Die Potentiometer P1 und P2 dienen dem Abgleich der Regelspannung für den Farbartverstärker an Anschluss 9. Der Farbabschalter liefert eine Steuerspannung von 12 V im Farbempfangsmodus, die auf unter 0,25 V fällt, wenn keine Farbe empfangen wird. Die gesamte Stromaufnahme der integrierten Schaltung beträgt 41 mA.

 

20.14 Anschlussschema der Leuchtdichte- und Farbartkombination TBA 560

 

Der Baustein TBA 560 enthält eine äußerst komplexe Innenschaltung mit 67 Transistorsystemen und 94 Widerständen. Er umfasst den Verstärker für das Leuchtdichtesignal mit Helligkeits- und Kontrasteinstellung, Dunkeltastung und Strahlstrombegrenzung sowie die regelbare Verstärkung des Farbartsignals mit Farbsättigungseinstellung, Farbabschalter, Treiberstufe für die Pal-Verzögerungsleitung und eine Burst-Auftastschaltung. Trotz dieser komplexen Innenschaltung ergibt sich eine relativ einfache Gesamtschaltung gemäß Bild 20.14.

Auch bei diesem Baustein erfolgt die Einstellung von Helligkeit, Kontrast und Farbsättigung mit Hilfe von Gleichspannungen über elektronisch steuerbare Stufen innerhalb der integrierten Schaltung. Dadurch können die Potentiometerleitungen bedenkenlos auf der Frontplatte des Empfängers angeordnet werden.

 

20.15 Funktionsschema des Synchrondemodulators TAA 630 S

 

Die integrierte Schaltung TAA 630 S wird verwendet, um Farbdifferenz-Endstufen zu steuern. In Bild 20.15 ist der interne Aufbau der Schaltung dargestellt. Die trägerfrequenten Signale F(ß_y) und F(R_y) werden vorverstärkt und den Synchrondemodulatoren zugeführt, die durch Diodensymbole gekennzeichnet sind. Zwei phasenverschobene Farbhilfsträgerspannungen dienen als Schaltspannungen. Die Farbmatrix erzeugt dann über Verstärkerstufen die drei Farbdifferenzsignale. Durch externe Filter zur Unterdrückung der Reste der Trägerfrequenz bei 4,43 MHz stehen die Differenzsignale zur weiteren Verarbeitung bereit.

Die integrierte Schaltung TAA 630 S enthält auch einen Pal-Schalter mit Flipflop, eine Stabilisierschaltung für die Stromversorgung und einen Farbabschalter. Diese Details wurden aus Gründen der Übersichtlichkeit nicht speziell dargestellt.

 

20.16 Steuerschaltung für eine Farbdifferenz-Endstufe unter Verwendung der integrierten Schaltung TAA 630

 

Bild 20.16 zeigt die vollständige externe Schaltung mit drei Leistungstransistoren zur Steuerung der Bildröhre. Die TAA 630 S ist eine weit verbreitete integrierte Schaltung. Weitere ausführliche Informationen dazu finden sich in den angegebenen Literaturquellen auf Seite 308 und 309.

 

20.17 Funktionsschema und Anschlussschaltung der Horizontalkombination TBA 920

 

Die integrierte Schaltung TBA 920, wie in Bild 20.17 dargestellt, ist für die Horizontalkombination in Schwarzweiß- und Farbfernsehempfängern vorgesehen. Sie dient zur Steuerung eines Thyristors oder einer Transistortreiberstufe. Die Schaltung weist einen hohen Integrationsgrad auf und umfasst verschiedene Funktionen:

1. Störsignal-Austasteingang: Zum Austasten eines Störsignals mit gleicher Polarität wie das Nutzsignal.
2. Zeilenoszillator: Basierend auf dem Schwellwertschalter-Prinzip.
3. Phasenvergleich I: Vergleich zwischen dem Synchronimpuls und dem Oszillator.
4. Zeitkonstanten- und Steilheitsumschaltung.
5. Phasenvergleich II: Vergleich zwischen dem Zeilenrücklaufsignal und der Horizontal-Austastlücke.
6. Ausgangsstufe zur Steuerung der Zeilenendstufen.
7. Möglichkeit zum Anschluss eines Videorekorders.

Die Schaltung akzeptiert eine Eingangsspannung (BAS) von 0,5 VM an Klemme 8 und liefert Steuerimpulse von 10 V an den Endstufentreiber. Positive Vertikal-Synchronimpulse mit 10 VM können an Klemme 7 für den Bildablenkteil abgegriffen werden. Die Grundfrequenz (fo) des internen Horizontaloszillators wird mit einem Widerstandsnetzwerk an Klemme 15 gleichgestellt. Für die Phasenvergleichsschaltung des Oszillators müssen Horizontalimpulse mit einer Amplitude von 50 V aus der Zeilenablenk-Endstufe zugeführt werden.

Diese umfangreiche und viele Einzelelemente ersetzende integrierte Schaltung wird auf einem kleinen Siliziumplättchen mit nur 1,5 mm Kantenlänge hergestellt und in einem kleinen Plastikgehäuse mit 16 Anschlüssen untergebracht.

 

20.18 Funktionsschema und Anschlussschaltung der Horizontalkombination TBA 940 zum Steuern von thyristorbestückten Zeilenendstufen

 

Die integrierten Schaltungen TBA 940 und TBA 950 sind ebenfalls für den Horizontalablenkteil in Fernsehempfängern vorgesehen. TBA 940 dient zur Steuerung von Zeilenendstufen mit Thyristoren, während TBA 950 zur Steuerung von Transistor-Zeilenendstufen bestimmt ist (siehe auch Bild 11.35).

Die Blockschaltung beider Bausteine, zusammen mit den externen Schaltelementen, ist in Bild 20.18 dargestellt. Das BAS-Signal wird über Anschluss 5 an den Eingang des Amplitudensiebs geleitet. Die abgetrennten Synchronimpulse werden zur Bildkipp-Abtrennstufe, zur Schaltstufe und zum Phasenvergleich weitergeleitet. Die integrierten Vertikalimpulse zur Synchronisation des Bildoszillators erscheinen am Anschluss 7. Die Regelspannung, die durch die Phasenvergleichsschaltung zur Nachstimmung des Zeilenoszillators gebildet wird, wird durch die Kondensatoren am Anschluss 4 geglättet. Wenn die Phasensynchronisation eingestellt ist, wird die große Kapazität C 4 über Anschluss 9 mit Masse verbunden. Im unsynchronisierten Zustand wird die Regelspannung nur durch die Kapazität C 3 geglättet, um das Einfangen zu erleichtern. Das Potentiometer P 1 dient zum Grundabgleich des Zeilenfrequenzoszillators. Eine zusätzliche Phasenregelschaltung sorgt dafür, dass mögliche Phasenunterschiede zwischen dem Steuerimpuls der Endstufe und dem Zeilenrückschlagimpuls bei Thyristor- und Transistorendstufen ausgeglichen werden. Das Potentiometer P 2 an Anschluss 11 ist für diesen Grundabgleich vorgesehen.

 

20.19 Funktionsschema und Anschlussschaltung der Horizontalkombination TBA 950 zum Steuern von Transistor-Zeilenendstufen.

 

Die Ausgangsstufe enthält ein Transistorsystem mit etwas größerer Leistung, das den erforderlichen Treiberstrom bereitstellen kann. Eine Stabilisierungsstufe hält die Betriebsspannungen der integrierten Schaltung konstant. Um den Rücklaufschalter einer Thyristorendstufe zu steuern, werden nach Bild 20.19 steilflankige Steuerimpulse benötigt. Um die erforderlichen Spitzenströme bereitzustellen, wird ein pnp-Treibertransistor hinzugefügt, der über ein RC-Glied den Zündstrom für den Thyristor liefert.

 

20.20 Programmwähler mit Berührungstasten

 

Die integrierten Schaltungen SAS 560 und SAS 570 werden in Tastenanordnungen verwendet, um die Programmwahl am Tuner elektronisch zu steuern. Anstelle von mechanischen Tasten werden elektronische Schalter verwendet, die durch einfaches Berühren mit dem Finger betätigt werden. Dadurch entfällt die Notwendigkeit einer mechanischen Entriegelung, wie sie bei herkömmlichen Tastensätzen erforderlich ist.

Die Bausteine SAS 560 und SAS 570 sind gleich aufgebaut und ermöglichen die Auswahl von vier Kanälen. Der Typ 560 enthält zusätzlich eine Stufe, die beim Einschalten des Empfängers durch den Netzschalter automatisch Kanal 1 aktiviert. Dies gewährleistet, dass der Empfänger beim Wiedereinschalten nicht stumm bleibt, sondern sofort auf einen Kanal eingestellt ist.

 

20.21 Innenschaltung der Stufe 1 des Bausteins SAS 560

 

Bild 20.21 zeigt den Aufbau der Stufe 1 des Bausteins SAS 560. Der Tastschalter Ta (an Anschluss 10) wird durch Berühren mit der Fingerkuppe aktiviert. Die betreffende Taste wird beleuchtet, um anzuzeigen, welcher Kanal ausgewählt ist. Durch die Betätigung des Tastschalters werden bestimmte Transistoren in der Schaltung eingeschaltet, wodurch das Abstimmungspotentiometer P (an Anschluss 6) wirksam wird und der ausgewählte Kanal eingestellt wird. Die Lampenschaltung (an Anschluss 9) sorgt dafür, dass die beleuchtete Taste eingeschaltet bleibt. Wenn der Finger von der Taste entfernt wird, hält der eingeschaltete Kanal durch eine Basisspannung den Transistor T7 aktiviert, sodass die Tastenfeldbeleuchtung und der ausgewählte Kanal erhalten bleiben. Der Transistor T14 ist nur im Typ SAS 560 vorhanden und dient dazu, Kanal 1 beim Einschalten des gesamten Empfängers automatisch zu aktivieren.

 

20.22 Prinzipschema einer Wähleinheit für acht Kanäle mit den Bausteinen SAS 560 und 570

 

Bild 20.22 zeigt das Prinzip einer Wähleinheit für acht Kanäle unter Verwendung der Bausteine SAS 560 und SAS 570. Durch Betätigen einer Taste wird der entsprechende Diodenschalter im Tuner eingeschaltet, um den gewünschten Kanal einzustellen. Die Tasten können in verschiedenen Bereichen (I, III oder IV) programmiert werden, und die Signalanzeige zeigt den ausgewählten Kanal an.

Um die Berührungsströme auf ein Minimum zu begrenzen und die Vorschriften der VDE einzuhalten, sind hochohmige Vorschaltwiderstände in den Tastenkreisen vorhanden. Die Potentiometer sind über Entkopplungsdioden mit der gemeinsamen Steuerleitung verbunden, und die Diode am Fußpunkt der Potentiometer kompensiert den Temperaturkoeffizienten der Entkopplungsdioden.

Die integrierten Schaltungen SAS 560 und SAS 570 können auch mit digitalen Logikbausteinen und einem Ringzähler erweitert werden, um eine Fernbedienungsfunktion zu ermöglichen. Ähnliche Bausteine für Programmtasten werden auch von anderen Herstellern wie Texas Instruments angeboten.